一種應用于光伏電站的無源箝位移相全橋變換器

李 明

（青海民族大學計算機學院，西寧 810007）

光伏并網逆變器是將太陽電池所輸出的直流電轉換成符合電網要求的交流電的核心設備。光伏并網逆變器的性能影響和決定整個光伏并網系統是否能夠穩定、安全、可靠、高效地運行，同時也是影響整個系統使用壽命的主要原因。DC/DC高頻隔離型光伏并網逆變器具有電氣隔離、質量輕、體積小等優點，單機容量在幾kW以內，系統效率大約在93%左右[1]。

DC/DC變換器是高頻隔離型光伏并網逆變器的核心部件，對設備的運行起到至關重要的作用。隨著對電源變換模塊體積和效率的要求不斷提高，移相全橋DC/DC變換器開關頻率越來越高[2]。

傳統移相全橋變換器缺點是二次側會出現占空比丟失，因為一次側電流換相的過程中可能會不足以給負載供電，造成二次側整流橋的所有二極管導通，負載處于續流狀態，其兩端電壓為零，這樣就會導致二次側丟失了部分電壓方波，占空比減小[3-4]。此外，變換器的開關管電壓應力箝位在高輸出電壓應用場合，需要選取高電壓等級、導通電阻較大的MOSFET，從而增加了變換器電路成本和開關管的導通損耗，降低了變換器的效率。文獻[5]提出了一種新型大功率等級的DC-DC變換器拓撲方案，提高光伏系統總效率，但未實現高升壓比，無法應用于中高壓直流電網的接入[6-8]。文獻[9]采用Boost變換器，當輸入和輸出電壓相差很大時，占空比接近于1，升壓電感電流紋波很大，開關管關斷電流也很大，因此開關管的開關損耗較大，使變換效率較低。文獻[10-11]分別提出了一種含有有源軟開關輔助電路的直流升壓變換器，其變換器的工作效率由于軟開關的應用得到了相應的提升，但在該類變換器中由于開關管數量的增加，導致控制方式變得更為復雜，在變換器工作于高頻狀態時，電路的電磁干擾特性較差。

本文設計了一種二次側帶無源箝位移相全橋電路。可實現全軟開關，其中超前臂通過開關的并聯電容和二次側的大濾波電感實現零電壓開通，滯后臂通過一次側變壓器漏感和二次側的箝位電容實現零電流關斷。該電路不僅具有高頻電氣隔離的特點，減少了占空比丟失，同時前后級控制相互獨立，控制簡單，后級電路器件承受的電壓應力低，控制方式不需要更多變動，電壓輸出穩定，紋波系數小，適用于高頻、大功率、高功率密度場合[12]。

1 研究對象的拓撲結構與工作原理

1.1 拓撲結構

圖1 無源箝位移相全橋電路Fig.1 Passive clamp phase-shift full-bridge circuit

1.2 工作原理

變流器的工作時序圖如圖2所示，開關管S1～S4分別為4個開關所對應的狀態，S1、S4觸發脈沖一致，S2、S3觸發脈沖相同，二者相差180°。uAB為一次側的電壓波形，uCD為二次側的電壓波形，ip為一次側電流波形。同時要對拓撲進行驗證，需要滿足以下條件：

圖2 變流器控制時序Fig.2 Control sequence of the converter

（1）電路中所用到的二極管、開關、電感、電容、電阻均為理想元件；

（2）二次側的兩個串聯電路的所有參數嚴格一致，包括變壓器參數；整流全橋電路所有二極管；無源箝位電路的二極管、電容；濾波電路的電容、電感；

（3）輸出濾波電感夠大，可以看作電流源；輸出濾波電容足夠大，可以看作電壓源。

由于在一個工作周期內開關信號、電壓、電流波形是對稱的，接下來以t0為起始時刻，對該變換器的半個工作周期內各個階段進行講述，分析其工作原理。

（1）工作狀態1(t0～t1)如圖3所示。在該階段起始時刻，S1和S3處于導通狀態，但是此時一次側電流下降為0，為S4實現零電流關斷做好準備，此時一次側與二次側電壓也為0，兩個箝位電容C1、C2在上一個周期結束放電，整流全橋的8個二極管進行續流，全部導通。

（2）工作狀態2(t1～t2)如圖4所示。在該階段起始時刻，S4導通。原先一次側的電流為0，但由于存在電壓漏感，使得一次側電流不能突變，故S4實現了零電流導通。此時S1與S4同時導通，一次側電流開始上升，由于此時一次側電流剛開始上升，不能支撐負載電流，二次側的整流二極管仍舊處于續流狀態，全部導通，因此二次側電壓uCD為0。

圖4 工作狀態2Fig.4 Working state 2

圖5 工作狀態3Fig.5 Working state 3

圖6 工作狀態4Fig.6 Working state 4

圖7 工作狀態5Fig.7 Working state 5

圖8 工作狀態6Fig.8 Working state 6

變換器下半周期的工作狀態與上半周期類似，但是波形相反。

2 控制策略

2.1 軟開關實現

為了提高電路的效率，需要在電路中采用軟開關實現開關的零電壓ZVS（zero voltage switch）和零電流ZCS（zero current switch）通斷[13]。電路通過超前臂開關并聯的電容充放電與二次側的大濾波電容實現軟開關，滯后臂開關則通過一次側的變壓器漏感與二次側的箝位電容充放電實現軟開關。

（1）超前臂零電壓開關。

式中：Ip為一次側電流有效值；UCD為二歇側電壓有效值。

（2）滯后臂零電流開關。

由對稱工況可知，在工作狀態1之前的一個狀態，箝位電容C1與C2開始放電，并在工作狀態1期間放電完畢，從而一次側電流下降為0。在工作周期2時刻，由于一次側漏感Lk的存在，S2可以零電流導通。因此鉗位電容所儲存的能量必須大于一次側漏感所儲存的能量。對于MOS管來說，存在著一個開通時間ton，需要遠小于工作狀態2的時間(t2-t1)。根據這兩條約束，可以得出滯后臂實現零ZCS的條件為

2.2 電壓應力分析

二次側加入輔助箝位電路后，整流二極管兩端的電壓被限制，電壓尖峰得到抑制，與傳統硬開關變換器相比，無需再添加緩沖電路。但二次側加入電容后會增加整流二極管的電壓應力，這對器件會有一定影響。圖9是該拓撲與其他添加次級輔助電路的結構對比。

圖9 幾種次級輔助電路拓撲對比Fig.9 Comparison among several secondary auxiliary circuit topologies

箝位電容的選取直接影響到整流二極管尖峰抑制的效果和滯后橋臂的零電流開關。

由此可得箝位電容兩端在t2時刻達到的最大電壓為

整流二極管的電壓在t2也達到最大值，即

由式（6）可得整流二極管電壓與占空比的關系曲線，如圖10（a）所示，上述幾種拓撲對應的二極管最大應力如圖10（b）所示。

圖10 整流二極管電壓與占空比關系以及二極管最大應力對比Fig.10 Relationship between rectifier diode voltage and duty cycle，and comparison of maximum stress in diode

由圖10可知二極管承受電壓與開通占空比呈比例關系，占空比越大，電壓應力越小；反之，占空比越小，電壓應力越大。正常情況下為達到技術要求，一般設計整流二極管的電壓應力為nUin的1.2倍。圖9（b）相對于（a）的所用的輔助器件少了很多，但由于兩個電容串聯和漏感的作用使得諧振電壓很大，最大可達到UO的兩倍，圖9（c）的結構簡單，不需要額外的輔助二極管，減少損耗，同時整流橋電壓的應力峰值可以根據開關器件相移角和諧振電路的參數的調整而調整。

相對于傳統移相全橋電路來說，a、b、c三種方法都在二次側增加了帶電感、電容的次級輔助電路，成本增加，但減小和避免了換相失敗的風險和器件損耗，解決了占空比丟失的問題。通過表1可以看出，所提的方法使用的器件個數少，效果明顯。

表1 不同結構拓撲的比較Tab.1 Comparison among different topologies

2.3 最大功率點跟蹤控制

本文設計的DC-DC變換器的控制策略如圖11所示。采用雙閉環結構[14-16]，將光伏板輸入電壓Upv電流ipv經過MPPT模塊后得到的電壓與輸出的電壓Uo進行對比，將偏差經過PI控制器調節，采取電壓外環電流內環的方法，得到的脈動進行脈沖寬度調制，從而實現整個升壓的控制。

圖11 DC/DC控制電路Fig.11 DC/DC control circuit

其中最大功率追蹤MPPT選用改進的電導增量法。電導增量法的原理如下。

光伏陣列的功率及導數可表示為

定義電導和電導增量為

最大功率時有dP/dU=0，整理有：

圖12 改進的電導增量法流程Fig.12 Flow chart of improved conductance increment method

通過上述流程圖進行判斷得到下一次步長的取值，進而得出下一次迭代的電流和電壓值。

3 仿真驗證

移相全橋主電路的參數如表2所示。

表2 移相全橋主電路的參數Tab.2 Parameters of phase-shift full-bridge main circuit

設置開關的導通時間如圖13所示，可見，3個開關管同時導通的時間占整個周期比例較小，故占空比損耗可以忽略不計。

圖13 一次側開關管的調制信號Fig.13 Modulation signal of primary-side switch tube

3.1 整流二極管電壓應力分析

如圖14（a）示，開通時刻整流橋的最大電壓應力為nUin的160%。改變箝位電容C1容量，由50 μF減至25 μF，整流橋的最大應力減小，降至145%，如圖14（b）所示。降低開通占空比D至60%，電壓應力明顯下降，降至nUin的130%，如圖14（c）所示。當調整變壓器漏感Lk降至0.3 μH時，可以看到整流橋最大應力幾乎為nUin，如圖14（d）所示。故對于本文的模型，通過適當調整開關器件相移角和諧振電路的參數可以調整器件的最大電壓應力。

圖14 不同參數對電壓應力的影響Fig.14 Effects of different parameters on voltage stress

3.2 最大功率跟蹤及抗擾動分析

變光強情況下，電流、功率、電壓的仿真波形如圖15所示。在仿真中，光強輸入側是一個階躍信號，在30 ms和70 ms分別改變光強輸入的階躍信號，將其看成擾動信號，可以看到，在30 ms后光強從1 000 W/m2降到600 W/m2，電壓電流隨之降低，在50 ms時通過功率追蹤后趨于穩定。光強越小，光伏板的電流-電壓特性曲線就越往下移，最大功率點電壓也越小，電流與功率也越小。70 ms后升高信號，電壓電流值立刻回升，功率點在73 ms達到最大穩定，響應速度快。同時也可以看出在電壓達到一定值之前，電流保持不變，到達一定值之后，電流急速下降，這與光電池電流-電壓特性一致[17]。然后在電壓到達最大之后基于MPPT算法電壓開始減小并產生波動，仿真所得圖形與理論分析一致。

圖15 變光強情況下MPPT算法效果Fig.15 Effect of MPPT algorithm under variable light intensities

變溫情況下，電流、功率、電壓的仿真波形如圖16所示。在仿真中，溫度輸入側是一個階躍信號，在30 ms從25℃升高到60℃，在70 ms回到了25℃。可以看到在波形圖中30 ms時，電壓從260 V降低到了235 V，電流與功率均有所降低，在3 ms后趨于穩定。70 ms時升高溫度，將其看成擾動，電流與電壓也立刻回升[18]，功率點在2 ms后到達最大且穩定。根據之前的分析，溫度越大，光伏板的電流-電壓特性曲線就越往下移，最大功率點電壓也越小，電流與功率也越低，仿真圖形與理論分析一致。

圖16 變溫情況下MPPT算法效果Fig.16 Effect of MPPT algorithm under variable temperatures

根據兩個波形圖可以看出該算法對于最大功率點的跟蹤速度較快，而且跟蹤效果穩定。在外界出現擾動的時候，光伏的電壓波動在合理的范圍之內，是一種可靠的算法。

3.3 軟開關的驗證

在軟開關過程中，電流與電壓處存在一個死區，由于流過開關的電流是從開關開通的時刻開始上升，因此可以用開關信號代替開關的電流狀態。由于開關信號最大為1，因此在進行比較時需要將導通信號放大一定倍數。在進行驗證時，采取開關兩端的電壓Ug與導通信號Dg進行比較。在進行驗證時，采取開關兩端的電壓Ug與導通信號Dg進行比較。

圖17 滯后臂軟開關仿真Fig.17 Simulation of lagging-leg soft switching

圖18 超前臂軟開關仿真Fig.18 Simulation of leading-leg soft switching

3.4 升壓驗證

輸入、輸出電壓與電流波形如圖19所示，由圖19分析可以得出，電壓電流在很短時間的波動后進入穩定運行狀態，均無超調。電壓實現了從260 V升壓到2 000 V，響應速度快。穩定后輸出電壓紋波系數為0.12%，輸出電流紋波系數為0.10%，與傳統全橋升壓變換器相比，電壓增益增高，穩定性得到了很大提升。

圖19 輸入、輸出電壓與電流波形Fig.19 Waveforms of input/output voltage and current

4 結語

本文設計了一種新型的無源箝位移相全橋變換器，整流電路選取移相全橋電路，二次側添加由一個電容兩個二極管組成無源箝位輔助電路。可實現全軟開關，該電路不僅具有高頻電氣隔離的特點，升壓效果良好，改善了占空比丟失，而且響應速度快，無超調且紋波系數小。同時前后級控制相互獨立，控制簡單，后級電路器件承受的電壓應力低，控制方式不需要更多變動，電壓輸出穩定，紋波系數小，適用于高頻、大功率、高功率密度場合。基于光伏電源設計了控制策略，實現了最大功率追蹤，具有良好的抗擾動性。并通過仿真進行理論驗證，為大型光伏電站遠距離傳輸能量提供新的理論支撐。