一種新型有源電力濾波器雙滯環電流控制策略

李國華，梁敬博，張 宇，宋 路

（1.遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105；2.中國移動通信集團公司政企客戶分公司，北京 100053；3.國家電網公司平高集團有限公司，平頂山 467000）

有源電力濾波器APF（active power filter）因其良好的諧波補償效果、較強的動態跟蹤性以及補償諧波的實時性，已逐漸成為抑制諧波的主要手段[1-2]。APF 的核心部分為逆變器，即其主電路，其工作在高頻狀態下，故功率損耗和故障發生幾率較大，工作可靠性較低的問題也一直未得到有效解決。一旦APF 主電路部分發生故障，APF 不僅無法抑制諧波，其本身也將成為諧波源向電網注入諧波，加重電力系統諧波污染狀況，因此有必要考慮如何提高APF 工作可靠性，減少開關器件故障發生幾率。

目前關于提高APF 工作穩定性的研究主要集中在以下幾個方面：①使用三相四開關拓撲代替三相六開關拓撲，該方法雖在一定程度上提高了APF的工作穩定性[3]，但在補償精度方面做出了犧牲，補償效果欠佳且降低了APF 的容量，對其應用范圍造成了一定的局限；②使用級聯多電平APF 以降低開關管平均通斷頻率，該方法保證了較高的補償精度和工作可靠性[4-6]，但該拓撲APF 體積龐大，制造成本較高，成本利用率較低，且并未從根本上降低開關器件故障發生幾率；③使用三相四橋臂APF，該方法多出了一相冗余橋臂，在發生單橋臂故障時冗余橋臂替代故障橋臂工作，提高了工作穩定性[7-8]，但主電路開關頻率并未發生變化，且成本較高，并未真正解決功率損耗和高故障率的問題。

綜上所述，本文在不改變三相六開關APF 拓撲的基礎上，提出一種新型滯環電流控制策略，通過對電流誤差與滯環環寬的比較，合理控制開關管的通斷，有效降低開關頻率和開關損耗，改善諧波補償效果，提高工作可靠性。最后，仿真和實驗結果證明了該策略的正確性和有效性。

1 傳統滯環電流控制策略

圖1 為三相六開關有源電力濾波器拓撲，根據電力系統中的諧波分布情況，通過三相橋臂實時向電力系統注入與當前諧波大小相等、相位相反的諧波來改善電能質量，減少諧波污染。APF 的控制策略有多種，其中以滯環電流控制策略的響應速度最高，而且該方法具有快速可控性、易于實施、高魯棒性以及對硬件電流要求不高等優點，已經逐步成為APF 最主要的控制策略之一[9-10]。本文將分析并對比傳統滯環電流控制策略和提出的新型雙滯環電流控制策略，并得出新型雙滯環電流控制的優點。

圖1 三相六開關有源電力濾波器拓撲Fig.1 Topology of three-phase six-switch active power filter

傳統滯環電流控制策略僅通過電流誤差和滯環環寬的做差比較來控制逆變器PWM 波的輸出。當電流誤差超過滯環帶的上界時，逆變器該相的上橋臂關斷、下橋臂導通，使電流誤差e（t）下降至滯環帶內；當電流誤差超過滯環帶的下界時，該相的下橋臂關斷、上橋臂導通，使電流誤差e（t）上升。往復執行此操作，電流誤差e（t）將在滯環環寬范圍內上下浮動，呈鋸齒狀前進[11-13]。

由圖2 可知，在傳統滯環電流控制策略下，逆變器的輸出只有正、負兩種情況，而沒有零輸出狀態，因此該方式下任何時刻的相電流變化率均可寫成

可得

式中：±2Vdc為直流側電容電壓，其正、負由逆變器的通斷狀態決定；ε 為負載反電動勢；ΔI 為逆變器輸出電流變化率；Δt 為對應時間；L 為濾波器的串聯電感；T 為一個完整通斷周期。

在0→t1階段，Δt=t1，因此可得

在t1→T 階段，Δt=T-t1，可得

由式（3）和式（4）推出

則當ε=0 時有最大開關頻率fmax，即

圖2 傳統滯環電流控制原理Fig.2 Schematic of traditional hysteresis current control

上述控制策略可以完成對系統中諧波的補償，但開關頻率較高且頻率變化幅度較大，導致IGBT極易發生故障，故對APF 的工作可靠性有一定威脅，且該控制策略補償誤差較大，在一些對電能質量要求較高的工業場所，其濾波效果不能達到現場要求。

2 新型雙滯環電流控制策略

本文提出一種新型雙滯環電流控制策略來解決APF 開關頻率較高，IGBT 易故障導致工作可靠性較低的問題，同時提高諧波補償精度。雙滯環電流控制同時采用2 個滯環比較器來實現電流控制，2 個滯環帶上下重疊且存在較小偏移電流以控制主電路IGBT 的通斷。當前大多數雙滯環控制策略是利用2 個滯環比較器來選擇空間電壓矢量進而控制開關管通斷，補償精度不夠理想。與現有雙滯環電流控制策略不同，本文提出的新型雙滯環電流控制策略直接將電流誤差與雙滯環環寬進行比較，確定其相對大小，便可快速控制開關管的通斷。且該控制策略在三相六開關拓撲不變的情況下，通過使用雙滯環比較器，可以實現目前逆變器只有在級聯形式才能輸出多電平的功能，國內尚無相關學術論文對此展開研究，具體做法如下。

當電流誤差e（t）超過上滯環上邊界時，逆變器該相上橋臂關斷、下橋臂導通，輸出反向電壓驅使電流誤差e（t）下降至滯環范圍內；當電流誤差e（t）超過下滯環下邊界時，逆變器下橋臂關斷、上橋臂導通，輸出正向電壓驅使電流誤差e（t）上升至滯環范圍內。

當電流誤差超過下滯環上邊界和上滯環下邊界時，逆變器上、下橋臂均關斷，即逆變器處于零輸出狀態，此時電流誤差e（t）在負載反電動勢ε 的作用下向反方向逆轉，從而不再到達上滯環上邊界和下滯環下邊界。若零輸出狀態下電流誤差未能成功反向逆轉，其將穿過內環邊界到達外環邊界，此時再導通相應的IGBT，驅使電流誤差反向逆轉至滯環范圍。

具體的開關流程如圖3 所示，當電流誤差e（t）到達下環下限時，逆變器輸出正向電壓驅使電流上升；當電流誤差e（t）到達上環上限時，逆變器輸出反向電壓驅使電流下降；當電流誤差e（t）經過上環下限和下環上限時，逆變器處于零輸出狀態，在反電動勢ε 的作用下改變電流誤差e（t）的趨向。

圖3 新型雙滯環電流控制原理Fig.3 Schematic of novel dual hysteresis current control

該控制策略下，平均輸出電流中引入了1 項直流偏移誤差，通過在相電流參考值基礎上添加滯環偏移電流量的一半，即可消除此直流偏移誤差，補償偏移電流的極性取決于最近時間段內逆變器輸出極性：當逆變器輸出為正向電壓時取正極性；當逆變器輸出電壓為負極性時取負極性。

在0→t1階段，Δt=t1，可得

由式（7）和式（8）推出

當ε=Vdc時有最大開關頻率fmax，即

由式（6）和式（10）對比可知，采用新型雙滯環電流控制策略，開關頻率比傳統滯環電流控制減少了3/4，頻率變化幅值也縮小為傳統滯環電流控制的1/4，故可顯著降低逆變器開關頻率，減少開關損耗，提升其工作穩定性。

3 仿真和實驗分析

為驗證所提方法的正確性，首先利用Matlab 軟件對兩種滯環電流控制策略進行仿真分析并對比，系統參數如下：電網線電壓有效值為380 V，頻率為50 Hz；直流側電容C1、C2均為1 100 μF；直流側參考電壓為600 V；輸出端電抗器為2 mH；負載為168+j16 Ω；偏移補償電流設置為120 mA。為確保對比的正確性，設置兩種滯環比較器在1 個完整周期內完成100 次通斷，即平均開關頻率為2 500 Hz。

由圖4 和圖5 可知，傳統滯環電流控制策略下的輸出電流上下浮動較大，波形也不夠平滑，而新型雙滯環電流控制策略下的輸出電流波動較小，更為光滑，波形更接近目標波形，且相同開關頻率下其電流誤差環寬明顯降低，對參考電流逼近度有顯著提升。

圖4 傳統滯環電流控制下輸出電流與開關管導通情況Fig.4 Output current and inverter switch under traditional hysteresis current control

圖5 新型雙滯環電流控制下輸出電流與開關管導通情況Fig.5 Output current and inverter switch under novel dual hysteresis current control

圖6 和圖7 為兩種控制策略下單位周期內開關頻率的變化，可知采用新型雙滯環電流控制策略降低了開關頻率在基頻周期上的變化，進而可以減少開關損耗。

圖6 傳統滯環電流控制策略單位周期開關頻率變化Fig.6 Variation in switching frequency over one cycle under traditional hysteresis current control

圖7 新型雙滯環電流控制策略單位周期開關頻率變化Fig.7 Variation in switching frequency over one cycle under novel dual hysteresis current control

此外，由圖8 和圖9 兩種控制策略下系統電流歸一化頻譜可知，采用新型雙滯環電流控制策略，諧波電流集中在2 倍開關頻率的位置，進而使得系統THD 下降為0.7%，與傳統滯環電流控制策略下5.7%的THD 相比，濾波效果得到顯著提升。

圖8 傳統滯環電流控制下系統電流歸一化頻譜Fig.8 Normalized frequency spectrum of system current under traditional hysteresis current control

圖9 新型雙滯環電流控制下系統電流歸一化頻譜Fig.9 Normalized frequency spectrum of system current under novel dual hysteresis current control

為進一步驗證所提控制策略的正確性，在TMS320F2812 系列DSP 條件下搭建了圖10 所示的實驗樣機,在與系統仿真相同的參數下進行實驗驗證。

圖10 實驗樣機Fig.10 Experimental prototype

圖11 為平均開關頻率在2 500 Hz 下，APF 的輸出電流、參考電流以及開關電壓，可知在實驗條件下，輸出電流能夠很好地完成對參考電流的跟蹤，且逼近度較高，和仿真結果一致。

圖11 新型雙滯環電流控制實驗波形Fig.11 Experimental waveforms under novel dual hysteresis current control

圖12 為實驗條件下，系統電流的歸一化頻譜，THD=0.831%，由于仿真中并未對死區時間建模，故實驗與仿真結果存在細微誤差，但誤差較小，與仿真結果較為吻合。

圖12 新型雙滯環電流控制系統電流歸一化頻譜Fig.12 Normalized frequency spectrum of system current under novel dual hysteresis current control

圖13 為參考電流突變情況下，新型雙滯環比較控制策略下輸出電流的變化，可見輸出電流能夠快速切換狀態，在較短時間內即可成功跟蹤突變后的參考電流并穩定在新的滯環帶內，繼續跟蹤參考電流。

圖13 參考電流突變下輸出電流響應狀況Fig.13 Response of output current to step change in reference current

4 結語

為了提高APF 工作可靠性和諧波補償能力，針對傳統滯環電流控制策略的不足，本文提出一種新型雙滯環電流控制策略，通過合理控制IGBT 的通斷提高APF 的工作能力。仿真和實驗結果表明，該控制策略不僅保留了滯環電流控制的高度可控性和快速響應性等優點，同時相比傳統滯環電流控制策略極大地降低了逆變器的開關頻率與開關損耗，且在補償精度方面也有很大程度的提高，對參考電流的逼近度有明顯提升，實現指令電流無靜差跟蹤控制。該方法不僅降低了開關頻率和開關故障率，還大大提高了諧波補償能力，具有很大的實際應用價值。