基于IGBT 的寬范圍線性功率放大技術

陳柏超，高 偉，陳耀軍

（武漢大學電氣與自動化學院，武漢 430072）

線性功率放大技術在傳統的功率變換領域占據著重要的地位，近年來因其效率低、體積大等缺點已逐漸被開關型功率放大器所取代。脈沖寬度調制PWM（pulse width modulation）開關變換器電路結構簡單、效率高，但是其輸出實質上是離散的脈沖矩形波，須加入額外的濾波環節濾除含量豐富的諧波，此外其控制策略及優化算法較為復雜，且半導體開關器件的高頻開關過程還會帶來電磁輻射[1-2]。線性功率放大器具有高工作帶寬、電壓波形正弦度高、多類負載適應性和魯棒性強的優點，可以很好地實現對輸入信號的功率放大，故在對電磁干擾敏感、追求寬帶帶寬等場合下，線性功率放大器仍然無可替代[3-4]。

傳統的線性功率放大器LPA（linear power amplifier）一般由三極管或場效應管電路構成，受電路結構和器件參數所限，無法達到高效率、較大電流輸出的目的。文獻[5-6]提出了大量三極管組成的互補對稱并聯輸出的橋式推挽型結構，通過增加三極管的數量提升LPA 的電流輸出能力，但在理想情況下最高效率僅為78.5%；文獻[7-9]提出了一種二極管箝位型自動切換供電電平的多級線性功率放大器，通過為其中的單級功率放大模塊提供多電平從而分段線性輸出，降低了每一級MOSFET 管壓降，有效提升了效率。該LPA 中單級功率放大模塊處于單獨直流電平供電、低壓大電流輸出的狀態，功率管工作在臨界飽和、偏線性側，若用IGBT 代替MOS 管，便能以較簡單的結構實現更大功率的輸出。IGBT 的類別中沒有P 溝道管，傳統的復合P 管中由于內部IGBT 開啟電壓與輸出構成回路的原因，使得單級功率放大模塊的直流電平利用率下降。

為進一步提高多電平分級逐段線性放大器中單級功率放大模塊的直流供電電平利用率，本文提出一種基于IGBT 的寬范圍線性功率放大器。為此，提出一種低壓差大電流復合P 溝道IGBT 功率管結構，通過構造P 溝道IGBT 與N 溝道IGBT 組成互補對管實現推挽式功率輸出，并設計一種基于IGBT 的線性功率放大器IGBT-LPA 拓撲，最后對其進行實驗驗證。

1 低壓差P-IGBT 結構及原理分析

1.1 傳統P-IGBT 結構

傳統P-IGBT 及功率放大電路如圖1 所示。高電壓、大電流的P 溝道功率管通常由PNP 型三極管（或P 溝道MOSFET）與標準N 型功率管復合而成，復合管的導電類型由前管確定，后管決定其輸出特性。按照此方案構造的大功率P-IGBT 的電路如圖1（a）所示，在此種復合方式下，前級三極管T1確定電流的方向，從而控制加在后級IGBT 管T2柵極電壓，當T2的柵極-發射極電壓UGE大于開啟電壓UGE（th）時，IGBT 處于線性工作區而線性導通。

使用該復合管構成單電源功率放大器的電路如圖1（b）所示，由于前級三極管T1的存在，電路的輸出與直流電壓輸入部分構成2 個電流回路，輸出電壓與直流電壓之間始終存在如下關系

式中：vo為輸出電壓；Vcc為直流供電壓；vce2為IGBT的集電極-發射極電壓；vec1為三極管的集電極-發射極電壓；vGE2為T2管的柵極-發射極電壓。由式（1）可知，vo不僅與vce2有關，而且還受限于vec1與vGE2。當輸入電壓vi的幅值逼近直流供電電壓Vcc時，由于T2管的vGE2（線性導通時約為7～8 V）的限制使該管無法工作于臨界飽和、偏線性側，即P-IGBT 的線性區變窄。而輸出電壓vo無法準確跟蹤輸入電壓信號，其幅值與直流電壓會存在較大壓差，從而使得輸出電壓的動態范圍減小，直流電壓的利用率下降。

圖1 傳統P-IGBT 及功率放大電路Fig.1 Traditional P-IGBT and power amplification circuit

若將傳統P-IGBT 結構用于二極管箝位型的多電平多級線性功率放大器[7]，得到的兩級線性放大器拓撲如圖2（a）所示，圖中E1=E'1，E2=E'2，該放大器由串聯的直流電源、箝位二極管和串聯的4 對互補N溝道與P 溝道IGBT 功率管構成。若vo是幅值為E1＋E2的正弦波形，IGBT 的工作狀態如圖2（b）所示，黑色區域表示相應的IGBT 處于飽和導通狀態，陰影區域表示其處于線性放大導通狀態，白色區域表示其處于正向阻斷狀態。可知在輸出電壓較低時，采用較低的直流電平E2供電，隨著輸出電壓的升高，直流電源也自動切換到較高的電平E1＋E2供電。通過減小輸出電壓與直流供電電平之間的差值，便降低了功率放大器能量傳輸過程中的損耗，從而有效提升了線性功率放大的效率。理論上分析該二級線性放大功率放大器的工作效率可達84.2%，但由于傳統P-IGBT 集電極-發射極電壓vce2的高壓差特性，使得為了輸出同樣波形的電壓，同時抬升兩級直流供電電平，而實際利用率僅為77.1%。

圖2 二極管箝位型線性功率放大器Fig.2 Diode-clamped linear power amplifier

1.2 低壓差P-IGBT 結構

P 溝道復合管傳統的構造原則，即PNP 型三極管的集電極、發射極分別接至IGBT 的柵極、集電極，為形成低壓差P-IGBT 結構，在此基礎之上，阻斷三極管的集電極與IGBT 柵極的直接連接，通過增加兩級三極管放大環節，從而達到控制IGBT 柵極-發射極電壓的目的。

圖3 為低壓差P-IGBT 復合管電路，圖中，T1為普通高壓PNP 型三極管，T2、T3為普通NPN 型三極管，T4為大功率標準IGBT 晶體管。當三極管T1滿足線性導通條件時，流過T1集電極的電流通過系列三極管的放大環節轉換為電壓，最終加在T4的柵極，T3的輸出作為最終的柵極-發射極電壓，從而控制內部IGBT 的導通狀態。T1的基極、發射極為P-IGBT 的柵極、發射極，T4的發射極為P-IGBT 的集電極。

圖3 低壓差P-IGBT 結構Fig.3 Low voltage drop P-IGBT structure

由于切斷了PNP 型三極管與IGBT 的直接聯系回路，則輸出電壓為

式中：vce4為三極管T4的集電極-發射極電壓；vec1為三極管T1的發射極-集電極電壓；vR1為電阻R1兩端的電壓；vbe2為三極管T2的基極-發射極電壓。此時IGBT 的集電極-發射極電壓vce4的最小值可以降低至1.8 V 左右，從而有效恢復了P-IGBT 晶體管的線性區，提高了其線性功率放大的動態范圍。

1.3 功率放大原理分析

僅使用P-IGBT 組成單電源功率放大器時，雖然輸入信號的上半周波形會被削掉，但有助于單獨研究新型結構的功率放大性能。P-IGBT 復合管構成的單電源功率放大器結構如圖4 所示，輸入信號與輸出的參考電位相同，正弦信號由T1管的基極輸入，由發射極輸出，輸出對輸入的跟隨效果體現在T1管上。T1管具有電壓比較器的作用，接收輸入信號與反饋至此的輸出電壓信號，得到的誤差信號ve控制IGBT 的導通狀態。為分析該等效P-IGBT 的輸出特性，調整電路到合適的靜態工作點，建立該電路的交流小信號模型，如圖5 所示。

根據圖5 可以得到誤差信號ve的表達式為

圖4 單電源功率放大器（低壓差P-IGBT）Fig.4 Single supply power amplifier（low voltage drop P-IGBT）

圖5 交流小信號模型Fig.5 AC small-signal model

式中：ib1為三極管T1的基極電流；Rg為三極管T1的基極串聯電阻；rbe1為三極管T1的輸出端交流短路時的輸入電阻。進一步推導可得出誤差信號ve控制柵極-發射極電壓vGE的公式，即

式中：β1、β2、β3分別為三極管T1、T2、T3的共發射極交流電流放大系數；rbe3為三極管T3的輸出端交流短路時的輸入電阻；R2、R3、R4分別為電阻。進而得到誤差信號ve對集電極電流ic的控制特性。該PIGBT 位于放大區的轉移特性方程為

式中：Kn為電導常數；VT為開啟電壓。由式（6）可知，ic與ve是二次函數的關系，具有較好的線情度。

2 IGBT-LPA 結構分析

參照P-IGBT 的電路結構，構造出特性參數完全對稱的異型功率管N-IGBT，所提IGBT-LPA 的拓撲如圖6 所示。供電電源分別為正、負電平（+Vcc、-Vcc），上管N-IGBT 和下管P-IGBT 的柵極和發射極相互連接在一起，信號從柵極輸入，從射極輸出，從而構成雙電源互補對稱功率放大電路。在靜態時兩管不導電，而在有信號輸入時，N-IGBT 和P-IGBT 二者輪流導電，實現推挽式線性功率放大。

圖6 IGBT-LPA 拓撲Fig.6 IGBT-LPA topology

以T4、T8為主電路的核心功率器件，其他器件組成的電路可以理解成驅動其具有P 型、N 型功率管特性的控制電路，那么就可以得到雙電源互補對稱功率放大器的控制框圖，如圖7 所示。vo（s）為輸出電壓，其經過反饋環節與輸入信號vi（s）進行比較，其誤差信號送至信號傳遞環節。由于信號傳遞環節與功率放大器不共地，其傳遞的信號僅用于驅動T4（T8）使之工作于線性狀態，故需要獨立的直流電源為此環節供電。信號傳遞部分由兩級放大環節構成，由于誤差信號具有一定的動態變化范圍，為了保證其與確定的柵極電壓間具有合適的增益，需要在放大環節K1（T2或T6晶體管）的基礎上加入放大環節K2（T3或T7晶體管）進行增益匹配，K2環節的輸出作為柵極-發射極電壓vGE。G（s）是工作于線性區的IGBT 的電壓傳遞函數，其等于集電極輸出與柵極-發射極電壓的比值，經過此環節便得到最終的功率輸出。

圖7 控制框圖Fig.7 Control block diagram

根據控制框圖便得到輸出電壓vo（s）為

式中，K1、K2為對應放大環節的比例系數。由式（7）可知，輸出電壓vo（s）僅是參考信號vi（s）的函數，且傳遞函數的增益幅值約等于1，故輸出可以精準地跟蹤輸入信號，從而實現功率放大。

3 實驗驗證

為了驗證拓撲結構和理論研究的正確性，搭建實驗樣機進行驗證，電路參數為：直流供電電壓Vcc=100 V，輸入正弦信號幅值為vi=98 V，頻率為fi=50 Hz，負載電阻RL=8.1 Ω，高壓PNP 型三極管的型號為2SA1968，普通PNP 型三極管的型號為2SA1013，高壓NPN 型三極管的型號為BUT11A，普通NPN 型三極管的型號為2SC2328，標準IGBT的型號為FF200R12KT4。圖8 是由FPGA 產生且經過多級電壓放大的正弦波輸入信號，經傅里葉分析得到的總諧波失真THD（total harmonic distortion）為0.23%，近乎理想正弦波。

圖8 輸入信號波形Fig.8 Waveform of input signal

圖9 為P-IGBT 功率管構成的單電源LPA 柵極-發射極電壓vGE、輸出電壓vo的波形，其中圖9（a）中的功率管為傳統P-IGBT，圖9（b）中的功率管為低壓差P-IGBT，對比可知在輸入信號瞬時值逼近供電電壓Vcc時，傳統功率管結構的輸出已經無法瞬態跟蹤輸入信號而出現削頂的現象，峰值為-91.3 V，為保證輸出波形不出現失真，須提高直流供電電壓，此時直流電平利用率為72.6%。低壓差功率管的輸出可以較好地復現輸入信號的下半周波形，可見低壓差P-IGBT 對直流電壓的利用率更高，經計算為76.3%。對比圖9（a）、圖9（b）柵極-發射極電壓vGE波形發現，2 種P-IGBT 結構用于LPA時皆可以實現對內部標準IGBT 導通狀態的控制，無信號輸入時二者的靜態vGE值幾乎相等，有信號輸入時，后者的vGE值略大于前者，線性導通狀態更接近臨界飽和。

圖9 2 種P-IGBT 構成的單電源LPA 的實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of single power LPA from two P-IGBTs

圖10 為IGBT-LPA 輸出電壓vo和輸出電流io的波形，圖10（a）中vo是頻率為50 Hz、幅值為97.2 V 的正弦波，THD=0.98%，io的幅值為11.8 A，二者相位一致，可見IGBT-LPA 拓撲可不失真地實現線性功率放大。為考量IGBT-LPA 的頻率響應特性，在輸入正弦信號情況下，逐漸改變輸入信號的頻率，當輸入信號的頻率為500 Hz 時，輸出電壓、電流波形如圖10（b）所示，此時電壓幅度略微變小，無明顯線性失真。

圖10 IGBT-LPA 輸出電壓、輸出電流波形Fig.10 Waveforms of output voltage and output current from IGBT-LPA

低壓差P-IGBT 結構用于二極管箝位型的多電平多級線性功率放大器，得到兩級線性放大器的輸出電壓vo和輸出電流io波形，如圖11 所示，可見二者仍保持較高的正弦度。表1 給出了2 種P-IGBT結構的直流電平利用率比較結果，可見計算得到該放大器的直流供電電平利用率為82.8%，高于傳統結構的利用率；兩級功率放大器結構對直流電壓的利用率提升效果更為明顯。

圖11 兩級IGBT-LPA 輸出電壓、電流Fig.11 Output voltage and current from two-level IGBT-LPA

表1 2 種P-IGBT 結構的直流電平利用率比較Tab.1 Comparison of DC level utilization ratio between two P-IGBT structures

4 結語

本文分析了傳統復合P 溝道功率管的構成方式，指出復合管中標準IGBT 的開啟電壓是導致輸出電壓動態范圍變小的原因，提出了一種低壓差大電流復合P 溝道IGBT 功率管結構，通過對比研究可知，該結構的線性工作區不發生變化。利用該新型IGBT 結構提出了一種IGBT-LPA 拓撲，理論分析知其直流電平利用率較高，實驗結果表明該拓撲可不失真地實現較大動態范圍的功率放大。該技術應用于LPA 多電平逐段線性化領域可進一步提升效率。