單管逆變拓撲結構感應加熱電源IGBT 保護系統研究

管興勇，李 敬，沈海兵

（杭州老板電器股份有限公司電控部，杭州 311000）

電磁感應加熱在工業、商業、民用領域都已成為一種主流技術，根據電路拓撲和負載結構，其逆變系統可分為：全橋并聯逆變[1]、全橋串聯逆變[2]、半橋串聯逆變[3]和單管并聯逆變[4]。其中，單管并聯逆變拓撲結構感應加熱系統只有一個IGBT，而IGBT 驅動無需隔離，電路簡單，整機成本低，維護簡單。該電路已普遍應用于商用和家用產品，如電磁灶、IH 飯煲等，單管逆變系統已廣泛應用在功率小于8 kW 的中小功率工業熱處理、炒茶機等工業領域。

1 單管并聯逆變拓撲結構感應加熱系統準諧振電路

單管逆變拓撲結構感應加熱系統準諧振系統回路的等效電路如圖1 所示。

圖1 準諧振回路等效電路Fig.1 Equivalent circuit of quasi-resonant loop

理想條件下工作波形如圖2 所示。工作過程可以分為如圖3 所示的4 個狀態：t0～t1時段，IGBT 導通，系統從電源吸收能量，線盤電感L 儲能階段；t1～t2時段，LC 諧振狀態，包含正向和反向振蕩2 種狀態（t1～t1a時段和t1a～t2時段）；t2～t3時段，線盤電感L向直流端udc回饋能量階段。

圖2 理想條件工作波形Fig.2 Working waveforms in ideal condition

圖3 各階段電流走向Fig.3 Direction of current at every stage

（1）t0～t1時段：電源向系統輸出能量，電感L 儲能[5]階段：電流經L、R 支路，流過IGBT 的電流is與流過L 的電流iL相等，iL按照指數規律單調增加。在iL流過R 的過程中形成了功率輸出，流過線盤電感L 的過程中儲存了能量。到達t1時刻時，IGBT關斷，iL達到最大值。

（2）t1～t2時段：LC 諧振[6]階段，MCU 控制IGBT關斷之后，uC和iL呈現衰減的正弦振蕩，部分能量在振蕩過程中消耗在電阻R 上，即被加熱金屬產生渦流，吸收能量被加熱。在t1a時刻，iL=0，L 儲存的能量釋放完畢，uC達到最大值，IGBT 上的電壓uCe也達到最大值。從t1a時刻起開始反向振蕩，直至t2時刻。

經實際測試，在正常工作情況（負載正常，電網電壓正常），最大功率工作模式，IGBT 上電壓uCe會達到輸入電壓的3.5 倍左右，即1 100 V～1 200 V。

（3）t2～t3時段：線盤電感L 向直流端udc回饋能量，處于放電階段。當達到t2時刻，IGBT 集射極電壓達到0 V，便開始進入回饋能量階段，線盤電感L中的剩余能量，一部分消耗在R 上，一部分通過阻尼二極管續流返回電源；在t3時刻，iL=0，儲存在線盤電感L 中的能量釋放完畢，二極管自然阻斷。此時，MCU 已經提前觸發IGBT，IGBT 為零電壓開通，即實現了ZVS 軟開通[7]，在電源udc的激勵下，重復t0～t1時段的過程。

2 單管并聯逆變拓撲結構感應加熱系統IGBT 失效模式及現有保護方案

2.1 單管并聯逆變拓撲結構感應加熱系統IGBT主要失效模式[8-9]

系統工作在大功率準諧振模式時，在電網因異常情況發生波動如電路容性負載的瞬間接入和斷開，大功率感性負載如載重機啟動等，電路各處波形如圖4 所示。

圖4 大功率工作模式電路波形Fig.4 Circuit waveforms in high-power working mode

當電網發生容性負載瞬間接入和斷開的情況下，逆變輸入側電壓udc首先下降，然后上升。在上升階段，若系統中MCU 控制單元沒有檢測到保護信號，IGBT 驅動uge會維持之前的開通時間，這時由于輸入電壓上升，相同的IGBT 開通時間內IGBT電流上升，從而導致關斷時IGBT 極電壓uCe上升。

IGBT 關斷后，電感開始釋放能量。若正常工作時，IGBT 承受的峰值電壓uCe為1 100 V（緩慢變化的電壓條件下，反壓限制電路可將反壓控制在1 200 V 以內），則當輸入電壓uCe升高時，在IGBT 導通寬度不變的情況下，IGBT 承受的峰值電壓uCe可達1 600 V 以上。對于Infineon H20R1353 型號的IGBT，其承受的峰值電壓在1 500～1 550 V 左右，這時IGBT 會因為電壓過高而直接擊穿，IGBT 集躲極擊穿波形圖5 所示。

圖5 IGBT 集射極擊穿波形Fig.5 IGBT collector emitter breakdown waveform

綜上所述，在IGBT 開通階段，因電網突變，若MCU 控制單元未檢測到保護信號而依然維持原來的振蕩，即IGBT 開通時間保持不變，在輸入電壓變化的下一個振蕩周期，流過IGBT 電流增大并不會損壞IGBT，但此時振蕩產生的高電壓會使IGBT 因電壓擊穿而損壞，所以電壓擊穿損壞是IGBT 損壞的一個重要原因。

2.2 現有浪涌保護系統

現有電壓浪涌保護電路是通過監測電網電壓的變化，可較為靈敏地捕獲電壓浪涌信號，但在特殊電網條件下（如大型工業區、存在很多機械設備，這些設備啟動電流非常大，且是感性負載，容易對電網產生干擾）非常容易誤觸發，造成系統的頻繁保護，產生間歇加熱現象而無法正常工作。電壓浪涌電路原理如圖6 所示。

圖6 電壓浪涌保護電路Fig.6 Voltage surge protection circuit

在正常狀態下，由于電網電壓是變化相對緩慢的變量，電容C1可以等效為開路，在理想正弦波工頻電壓條件下，保護系統不會動作。但如果電網電壓發生突變（假設上升時間為0），假設突變量為Δudc，該突變的電壓會通過電容C1直接耦合至V1點，V1點電壓u1瞬間上升，超過MCU 內部比較器基準Vref，MCU 進入中斷處理，停止IGBT 驅動輸出，暫時停機保護系統，待浪涌信號消失后再延遲啟動。保護系統能實施監測電網變化，產生停機保護。

但電壓浪涌保護系統也存在缺點，即對電網干擾非常敏感，即使是2 μF 的電容沖擊，都會使系統產生頻繁的誤觸發而發生間歇加熱現象。2 μF 電容沖擊模型是模擬電網正常干擾時波形，這種情況是經常發生的，若這種狀態下，系統也經常產生保護，在有些地區，設備就會經常間歇加熱而影響到用戶體驗。

綜上所述，電壓浪涌保護系統是實時監測電網電壓變化[10]，能及時對突變產生反應，在電網發生浪涌、大容量容性負載沖擊等危險情況下能及時做出保護。但在正常的電網干擾情況下（如2 μF 電容負載沖擊），電壓浪涌保護電路也會頻繁動作，進而停機保護，產生間歇加熱現象。

3 IGBT 過電壓保護方案設計

3.1 階梯式兩級保護方案原理

由第2.2 節現有浪涌保護方案分析，在單管并聯逆變拓撲結構逆變系統中，電壓浪涌保護方案監測電壓波形，電網出現干擾時，實現停機保護，但此方案很難在可靠性和體驗上達到平衡。

現對方案原理進行框架設計，依然采用電壓浪涌保護方案為原理基礎，但可針對不同電壓變化信號，進行階梯性的保護措施[5]：即對電壓變動幅度比較小的電壓突變信號，采用減小IGBT 開通脈沖寬度方法，實現不停機保護；而對電壓突變幅度比較大的信號，采用暫時關斷IGBT，實現暫時停機保護。

分級保護電路根據電壓突變信號幅度及變化率，針對危害較小的干擾信號（如5 μF 以下電容沖擊），采取瞬時降低功率措施；而對于危害較大的浪涌干擾，則采取暫時停機保護的措施。此方案一方面可以避免因電網正常干擾時保護電路頻繁動作而導致間歇加熱問題，另一方面對于危害較大的浪涌可實現可靠保護。

3.2 階梯式兩級IGBT 保護方案軟硬件設計及系統調試驗證

兩級保護方案硬件電路原理如圖7 所示。圖7中，MCU 內部集成2 路比較器，其參考電壓Vref1設置為3.5 V，參考電壓Vref2設置為1 V。

圖7 兩級保護方案硬件電路原理Fig.7 Schematic of hardware circuit under two-stage protection scheme

對于靜態信號udc，C1可看作開路；對于快速變化的信號Δudc，則C1可看作短路，則V1點電壓u1為

根據式（1）電網電壓為正常狀態220 V 時，udc最大為311 V，u1點最大電壓為2.3 V，未達到第1保護級的保護點電壓；當電網電壓為280 V 時，u2最大電壓為2.93 V，也未達到第1 保護級的保護點電壓。同理，則V2點電壓u2為

根據式（2）電網電壓為220 V 正常狀態時，u2最大為0.43 V，未達到第2 保護級的保護點電壓；當電網電壓為280 V 時，u2最大電壓為0.55 V，離保護值也比較遠。

假設靜態電壓不發生突變，要使第1 比較器動作，udc電壓應達到472 V；要使第2 比較器動作，udc電壓應達到715.3 V，所以在邏輯上，第1 比較器要比第2 比較器先動作。

在正常情況下，保護電路不會動作。在電網電壓發生突變的時候，保護系統工作流程為：第1 保護級監測V1點輸入電壓，當V1點電壓超過第1 比較器Vref1基準值時，第1 比較器翻轉，MCU 控制單元監測到翻轉信號，MCU 進入中斷，將IGBT 開通時間縮短，并維持20 ms 小功率加熱，如在此期間未檢測到中斷信號，IGBT 輸出脈沖逐漸增加至正常值，開始正常加熱。從宏觀上看，20 ms 小功率加熱對總體功率不會產生太大影響。第2 保護級監測V2點輸入電壓，當V2點電壓超過第2 比較器Vref2基準值時，第2 比較器翻轉，MCU 控制單元監測到翻轉信號，MCU 進入中斷，暫時關斷IGBT 驅動，停止功率輸出，3 s 后，若未監測到中斷信號，重新開機，步入正常加熱狀態。

4 試驗測試

4.1 雷擊浪涌測試結果

浪涌發生時IGBT 集射極電壓波形如圖8 所示。圖8 中浪涌電壓為1 200 V，且浪涌發生在最不利狀態情況下，IGBT 集射極電壓低于1.45 kV。

圖8 1 200 V IGBT 導通階段加入電壓浪涌Fig.8 Voltage surge occurring at 1 200 V IGBT conduction stage

浪涌沖擊電壓為250～1 200 V，浪涌情況下IGBT 集射極峰值電壓見表1，其中1#～8#分別表示共進行8 次浪涌測試時IGBT 極峰值電壓。當浪涌發生時，浪涌電壓超過350 V，使第2 比較器發生動作，從而暫時停機保護；浪涌電壓低于350 V，僅第1 比較器動作，實現不停機保護。從表1 可以看出，兩級階梯式電壓保護系統，對于雷擊浪涌，可將IGBT 極電壓控制在1.45 kV 以內，實現可靠保護。

表1 250～1 200 V 浪涌測試結果Tab.1 250～1 200 V surge test result

4.2 電容沖擊測試總結果

對于電容沖擊，沖擊電容在5 μF 以內，相對不靈敏的第2 比較器，基本不會發生動作；而較為靈敏的第1 比較器實現翻轉，觸發MCU 中斷，縮短IGBT 導通寬度，實現不停機連續加熱，測試波形如圖9 所示。

圖9 5 μF 以內電容沖擊不停機保護Fig.9 Non-stop protection against capacitance impact of less than 5 μF

若電容大于10 μF，則在惡劣情況下（如浪涌發生在交流輸入端的90°、270°相位），則第2 比較器發生翻轉實現停機保護。兩級保護方案在2～20 μF 電容沖擊時，保護記錄見表2。兩級保護方案可實現2 μF 電容沖擊不停機保護，5 μF 沖擊電容沖擊偶爾停機保護，20 μF 電容沖擊比較靈敏保護。相比現有一級電壓浪涌保護方案改善明顯。

表2 2～20 μF 電容沖擊保護記錄Tab.2 Protection record of capacitance impact in the range of 2～20 μF

綜上，兩級保護電路的第2 比較器對上升幅度大且上升速度很快的雷擊浪涌干擾比較敏感，可以及時實現停機保護，避免IGBT 損壞；而對于電壓突變時上升速度比較慢的電容性沖擊干擾，第1 比較器相對敏感，第2 比較器相對不敏感，從而實現暫時降低功率而實現不停機保護。所以兩級保護方案比單純的電壓浪涌保護方案更適應目前國內比較復雜的電網特性。

5 結語

本文對國內目前電網條件進行分析，并用電容沖擊和浪涌沖擊兩種比較典型的模型對干擾進行了詳細的測試和分析。電容沖擊的特點是：沖擊時電壓先下降后上升，且上升斜率相對緩慢，電壓突變幅度相對較低，沖擊能量相對較小，但發生頻率比較高。浪涌沖擊的特點是：沖擊時電壓直接疊加在交流輸入端，電壓迅速上升，電壓突變幅度較大，沖擊能量大。

針對單管并聯逆變準諧振電路的特點，本文設計了兩級階梯式保護方案及其硬件和軟件，最后進行了測試驗證。兩級階梯式電壓保護方案是一種超前的保護，MCU 根據干擾電壓幅度和上升速度，依次觸發第一保護級和第二保護級。對于弱干擾，僅第一保護級動作，暫時縮短之后振蕩周期的IGBT開通時間，實現短時間小功率不間斷連續加熱；大容量電容沖擊或浪涌沖擊情況下，第二保護級動作，暫停功率輸出，實現更可靠停機保護。兩級階梯式保護方案在保證可靠性的前提下減少停機保護次數，提升了系統的電網適應性。