SiC MOSFET 模塊結溫監測研究

李凌云，何芹芹，黃德雷

（1.江蘇省宿遷經貿高等職業技術學校，宿遷 223600；2.江蘇科技大學電子信息學院，鎮江 212003；3.中國礦業大學電氣與動力工程學院，徐州 221116）

近年來，碳化硅SiC（silicon carbide）功率器件以其優異的材料特性受到電力電子行業的廣泛關注。SiC MOSFET 模塊因其低導通電阻和高開關速率等性能優點，被認為是最有可能取代目前廣泛應用的Si IGBT 模塊[1-2]，但是由于其生產工藝的不足，特別是柵極氧化層的不穩定性，需要良好的狀態監控來保障它的可靠性[3]。有研究表明，電力電子變流器故障中31%可以歸因于功率器件的失效，而60%的器件失效故障是由于熱應力引起的，因此在變換器運行過程中實時獲得結溫，可以有效地改善SiC MOSFET 的可靠性[4]。

目前，功率器件結溫提取的方法主要有熱傳感器法、紅外熱成像法、熱敏感電參數TSEP（thermosensitive electrical parameter）法和RC 熱阻網絡法，其中，TSEP 法無需破壞模塊封裝，只需獲取器件本身的電氣參數就能夠快速地測量結溫，成為近年來研究的熱點[5-7]。文獻[8]是利用通態電阻Ron來獲取I GBT 的結溫，但由于SiC MOSFET 通態電阻很低（100 mΩ 左右），故需要精密的測量電路；文獻[9-11]提出了利用IGBT 的關閉延時測結溫，但是由于SiC MOSFET 優良的特性，它的關閉時間只有幾百納秒，故測量關閉延遲時間需要更精密的器件；文獻[12-13]提出了基于SiC MOSFET 柵極電流峰值來測量結溫，主要是根據模塊柵極內部電阻RGint的正溫度系數，但其測量電路過于復雜，在開關頻率高時容易產生誤差；文獻[14-15] 研究了基于SiC MOSFET 開通漏極電流dIds/dt 測結溫的方法，由于利用大的漏極電流，容易受到自熱的影響。

基于SiC MOSFET 的開關特性，本文提出了一種利用準閾值電壓提取結溫的方法。首先從理論上分析出閾值電壓VTH具有負的溫度系數；其次搭建了可加熱式雙脈沖實驗平臺，驗證了理論分析；隨后實驗分析了外部驅動電阻RGext對VTH的影響；最后結合復雜可編程邏輯器件CPLD（complex programmable logic device）智能驅動器，提出了獲取準閾值電壓的方法，并用實驗證實了該方法的可行性。

1 閾值電壓的溫度敏感性

SiC MOSFET 的元胞結構如圖1 所示。從圖中可以看出寄生參數柵源極電容CGS、柵漏極電容CGD（CGD=COX+Cdep，其中COX為氧化層電容，Cdep為耗盡層電容）、漏源極電容CDS以及與溫度相關的柵極電阻Rint（T）的主要分布情況。驅動電源VGG通過外部柵極電阻RGext向輸入電容CISS（其中CISS=CGS+CGD）充電,因此RGext、RGint和CISS形成了驅動電壓VGG的RC 電路。

圖1 SiC MOSFET 元胞結構Fig.1 Cell structure of SiC MOSFET

圖2 為柵極電壓VGS的開通波形。t0時刻，主控系統給開通信號，驅動電壓VG=VGon，柵極電流IG迅速增加到最大值后逐漸減少，同時柵極電壓VGS開始增加并在柵極氧化層和P 基區之間形成反型層溝道。在t1時刻反型層溝道形成，柵極電壓VGS達到閾值電壓VTH，此時漏極開始導通電流。則柵極電壓達到閾值電壓的時間為

其中，RG=Rint+RGext。由文獻[16]可得閾值電壓VTH為

式中：VFB為平帶電壓，與氧化層和半導體接口電荷和柵極材料有關；ξSiC為半導體的介電常數；NA為摻雜濃度；以上參數與溫度無關；κ 為玻爾茲曼常數；T為熱力學溫度；ni為本征載流子濃度；ΨB為半導體內本征費米能級與費米能級之間的電勢差，表示為

式中，q 為電荷常數。由式（3）可知，ΨB與半導體的摻雜濃度和溫度均有關。

圖2 柵極電壓VGS 開通波形模擬Fig.2 Simulation of turn-on waveforms of gate voltage VGS

隨著溫度的升高，本征載流子濃度ni會快速增加，從而抑制了由溫度增加對κT 造成的影響。同時，溫度升高導致費米能級接近中間帶隙，所以費米能級電勢差ΨB隨溫度增加而減少，具有負的溫度系數。式（2）對溫度進行求導可得

從式（4）中可知，VTH的溫度系數只與ΨB有關，所以VTH隨溫度的增加而減少，具有負的溫度系數。另外，由式（1）可知，VGS到達閾值電壓的時間tTH隨著溫度的增加而減少，因此SiC MOSFET 在高溫下具有更高的開關速度。

2 實驗與分析

2.1 VTH 與結溫的關系

為了驗證VTH與結溫的關系，本文采用ROHM公司的1.2 kV/180 A SiC MOSFET 模塊BSM180C 12P2E202 搭建了雙脈沖實驗平臺，如圖3 所示。實驗電路如圖4 所示，該模塊由2 個SiC MOSFET 開關管串聯，其中一個開關管作為測試器件，另一個作為續流二極管D1（柵極施加負電壓使其處于關閉狀態），該模塊還帶有輔助源極S'，它和源極S 之間存在寄生電感LS。實驗中使用高壓差分探頭測量母線電壓，使用羅氏線圈測量漏極電流并顯示在示波器上，把SiC MOSFET 模塊放置在可調加熱板并在基板上涂上導熱硅脂，由于模塊基板緊貼在加熱板上，每次調整溫度時都需要放置很長時間，所以芯片的結溫TJ可以近似等于加熱板的溫度。

圖3 雙脈沖實驗平臺Fig.3 Double pulses experimental platform

圖4 電路中母線電壓為350 V，負載電感為100 μH，外部驅動電阻RGext為10 Ω，驅動電源電壓VGGON=20 V，負載電流為100 A，對SiC MOSFET分別在50 ℃、100 ℃和150 ℃溫度下進行雙脈沖實驗，得到柵極電壓VGS的波形，如圖5 所示。由式（1）可知，到達閾值電壓的時間tTH與結溫有關，為了便于觀察，選擇的測量點為50 ℃漏極電流IDS開始導通小電流的時間點。從圖5 中可知，50 ℃時VGS=2.6 V，100 ℃時VGS=2 V，150 ℃時VGS=1.5 V，隨著溫度的升高閾值電壓VTH變低，具有負的溫度系數，它與結溫接近于線性關系，分辨率約為-10 mV/℃，與前述理論分析相吻合，VTH發生在開通的臨界點（此時沒有大電流流過），因此它作為熱敏感電參數受自熱的影響較少。

圖4 實驗電路Fig.4 Experimental circuit

圖5 不同溫度下的VGS 波形Fig.5 Waveforms of VGS at different temperatures

2.2 RGext 對VTH 的影響

如果把VTH作為TSEP，需要研究其他參數對它的影響。由于VTH的測量點是在漏極電流導通的臨界點上，因此可以排除漏極電流的影響；到達閾值電壓的過程發生在SiC MOSFET 開通的t0～t1階段，此時柵極電流主要向CGS充電，因此可以排除母線電壓的影響（母線電壓主要影響柵漏極電容CGD）；另外對于同一型號的SiC MOSFET，驅動板的驅動電源VGG往往是固定的，因此可以去除VGG的影響。與硅MOSFET 和IGBT 一樣，外部驅動電阻RGext也會影響SiC MOSFET 的開關速度，為了觀察RGext對VTH的影響，調整加熱板溫度為100 ℃，等待較長時間后，使結溫等于設定溫度，負載電流為100 A，在RGext分別為1.5 Ω、6.2 Ω 和10.0 Ω 下進行雙脈沖實驗。柵極電壓VGS的波形如圖（6）所示。從圖中可知，隨著RGext的增大，柵極電壓上升到驅動電壓VGGON的時間變長，VTH測量點的時間也變長（測量點是漏極電流IDS開始導通的時間點），這是因為RGext的增加，導致VGG的RC 電路時間常數變大。另外，從圖中可知，驅動電阻太小，VGS的振蕩變大，不利于閾值電壓的測量。對于同一個SiC MOSFET 驅動模塊，RGext往往是固定的，為了消除該電阻對VTH的影響，需要選用精度高和溫漂小的電阻，同時阻值不宜過小。綜上所述，相對于其他TSEP 測結溫，閾值電壓VTH僅受到低壓側柵極電路（RGext）的影響，這有利于應用到不同工況下時不需要校正參數。

圖6 不同電阻下的VGS 波形Fig.6 Waveforms of VGS under different resistances

3 基于準閾值電壓獲取結溫的方法

基于VTH在線結溫檢測的主要挑戰在于開通瞬態時對VGS的采樣，由于VGS具有非常快的上升時間，因此需要快速獲取該值。由于閾值電壓是漏極電流導通的最小柵極電壓，直接去測量時間點時不好把握，因此本文提出一種準閾值電壓測量方法，由圖（3）可知，SiC MOSFET 的輔助開爾文源極S'和源極S 之間存在寄生電感LS，當SiC MOSFET開始導通漏極電流時會在LS上產生感應電壓VS'S=LS（diDS/dt），該電壓可作為VGS采樣的觸發條件。由于模擬器件獲取數據是有延遲的，此時獲取的VGS不是真正的閾值電壓，故稱為準閾值電壓VTH-pre。把該方法融入到驅動模塊里，結合基于CPLD 的柵極智能驅動器，其測量電路如圖7 所示。由圖中可知，在SiC MOSFET的開通瞬態，當VS’S大于參考值Vref時觸發比較器，比較器信號T0傳輸到CPLD，CPLD 此時獲取ADC 采樣芯片采集的VGS，再通過查表運算（實驗前，需把校正好的結溫與VTH-pre的線性關系存儲到CPLD 里）實時獲取結溫。

圖7 基于VTH 的結溫提取電路Fig.7 Junction temperature extraction circuit based on VTH

圖8 為在結溫100 ℃、RGext=10 Ω 時，SiC MOSFET 開通瞬態的柵極電壓VGS、漏極電壓VDS、漏極電流IDS和觸發信號T0波形。從圖中可見，當IDS開始增加時，觸發比較器，給CPLD 一個高電平信號，此時CPLD 獲取由模數轉換器ADC（analog-digital converter）提供的VGS。為了減少時間延遲，實驗所用比較器為高速高精度比較器，ADC 采集模塊為12位模數轉換器。

圖8 提取電路中各參數波形Fig.8 Waveforms of each parameter in the extraction circuit

為了進一步驗證該方法提取結溫的可行性，在不同溫度下對SiC MOSFET 進行雙脈沖實驗，表1顯示了測量電路提取的溫度與加熱板的溫度。從表中可知準閾值電壓與結溫的分辨率約為-9.2 mV/℃，最大測量誤差不超過5 ℃，誤差產生的原因主要是因為比較器觸發有一定延遲，為了提高準確率可選用精度更高的比較器，同時對延遲進行數據補償。

表1 測量電路提取溫度與結溫對比Tab.1 Comparison between temperature extracted by the measurement circuit and junction temperature comparison

對于不帶輔助源極的小電流SiC MOSFET 模塊，觸發條件可以采用CPLD 內部計數來代替比較器，CPLD 獲取開通指令后延遲固定時間tx。tx可以通過多次離線實驗由示波器獲取，由式（1）可知，RGext影響開通瞬態時VGS到達閾值電壓的時間，因此這種方法需選用精度高、溫漂小的RGext。以上顯示了基于準閾值電壓測SiC MOSFET 結溫方法是可行性。

4 結語

SiC MOSFET 開通瞬態的閾值電壓隨著溫度的增加而減少，與溫度有良好的線性關系，由于閾值電壓是在SiC MOSFET 漏極電流IDS導通的臨界點時測量的，因此受到負載電流變化、導通后噪聲干擾和自熱的影響較少，可以作為優秀的熱敏感電參數來測量結溫。實際應用時，該方法很容易融入到柵極智能驅動模塊里，利用開通時寄生電感LS的感應電壓或CPLD 內部計數延遲作為測量準閾值電壓的觸發條件，實驗證實了該方法的可行性，具有一定的工程應用價值。未來著重于校正準閾值電壓與結溫的線性關系，去除雙脈沖實驗自熱的影響，提高結溫提取的準確率。