用于車載測高雷達的圓極化陣列天線設計

汪 坤，廖 欣，姜 興，袁亞超，楊 明

(桂林電子科技大學 信息與通信學院，廣西 桂林 541004)

隨著中國經濟的快速發展，高速公路路況也越來越復雜，限高桿、廣告牌安裝較為混亂，車輛與限高桿、山洞、廣告牌等相撞造成的事故也頻頻發生，隨著新的交通事故的出現，車輛防撞技術不僅要探測前方障礙物的距離、速度信息，還要兼顧探測路面上方存在安全隱患的障礙目標。因此，研究設計兼顧測距測速的車載測高防撞雷達顯得尤為重要。由于微帶天線具有體積小、質量輕、易集成的特點，因而車載防撞雷達天線大多采用微帶陣列天線[1-2]。

目前，車載防撞雷達前端天線基本上都采用線極化的方式設計。與單一的線極化波相比，圓極化波具有較強的抗雨霧干擾和抑制多徑反射的能力，非常適合應用在車載雷達[3-4]。在傳統的微帶陣列天線的基礎上，采用對方形貼片進行合理切角的方式，實現天線的圓極化性能，同時保證了天線結構的緊湊性。

1 雙接收通道比相測角原理

測高的基礎是測角，雙接收通道比相測角法利用2個天線接收到的回波信號之間的相位差進行測角。圖1為雙通道比相測角原理示意圖。其中，θ為來波方向，接收機1和接收機2為雙接收通道，d12為雙接收天線間的距離，φ12為雙通道所接收到信號的相位差。

圖1 雙通道測角原理

結合圖1可知，

(1)

由式(1)可得來波方向

(2)

其中：λ為雷達工作波長；d12為兩接收天線間的距離，它決定了雷達探測的最大方位角及精度。由式(2)知，在d12已知的情況，通過相位比較可得到φ12，進而得到角度信息。

2 圓極化天線單元的設計

考慮將發射天線和接收天線加工在同一塊介質板上，發射天線采用右旋圓極化天線，接收天線為左旋圓極化天線。采用Rogers公司RT/duroid 5880介質板，其相對介電常數εr=2.2，介質板厚度h=0.254 mm。發射天線單元結構如圖2所示，仿真優化后的參數如表1所示。

圖2 發射天線單元結構

mm

發射天線單元的S11仿真結果如圖3(a)所示，在24～24.25 GHz頻帶，S11均小于-15 dB；圖3(b)為天線的軸比曲線，天線在24～24.25 GHz頻帶軸比小于3 dB，圓極化性能良好；圖3(c)為天線在中心頻率f=24.125 GHz處的主極化(右旋圓極化)和交叉極化(左旋圓極化)的方位面方向圖，發射天線單元主極化方向增益為7.5 dB，極化隔離度達22.4 dB。

圖3 發射天線單元仿真結果

改變發射單元切角方向即可得到左旋圓極化的接收天線單元，結構如圖4所示。

圖4 接收天線單元結構示意圖

圖5 接收天線單元仿真結果

接收天線單元的S11仿真結果如圖5(a)所示，在24～24.25 GHz頻帶，S11均小于-15 dB；圖5(b)為天線的軸比曲線，天線在24～24.25 GHz頻帶軸比小于3 dB，圓極化性能良好；圖5(c)為天線在中心頻率f=24.125 GHz處的主極化(左旋圓極化)和交叉極化(右旋圓極化)的方位面方向圖，接收天線單元主極化方向增益為7.4 dB，極化隔離度達到23.3 dB。

3 串并聯混合饋電網絡設計

車載防撞雷達一般要求天線的旁瓣電平(SLL)小于-15 dB，采用道爾夫-切比雪夫天線綜合法對各天線單元幅度、相位進行加權，以獲取陣列天線的最優方向圖[5-6]?？紤]到橫向10單元偶數陣只需給出一邊的激勵電流幅值比，利用道爾夫-切比雪夫算法可計算出從饋電網絡中心到邊緣的電流幅值比[7]：

I1∶I2∶I3∶I4∶I5=1∶0.88∶0.67∶0.43∶0.26。

(3)

依據式(3)中的各單元激勵電流幅值比，利用四分之一阻抗變換設計串并聯混合饋電網絡。在CST中對橫向10單元右側部分設置電流監測點，以便得到各單元電流比值[8]。具體的CST仿真模型如圖6所示。

圖6 10單元饋電網絡電流監測仿真模型

圖7(a)為電流監控幅頻仿真結果。從圖7(a)可看出，在中心頻率24.125 GHz處，各單元電流幅值比為I1∶I2∶I3∶I4∶I5=1∶0.86∶0.75∶0.67∶0.46，這與理論值存在一定誤差，但在后續天線陣列設計中已經將天線副瓣電平抑制到一個比較低的水平，滿足雷達系統對抗干擾性的要求。圖7(b)為饋線電流監控位置處的相頻特性。從圖7(b)可看出，在中心頻率24.125 GHz處，各陣元電流基本滿足同相位的要求。

圖7 10單元橫饋電流監控仿真結果

同理，縱向4單元饋電網絡從中心到邊緣的電流幅值比為

I1∶I2=1∶0.43，

(4)

其CST仿真模型如圖8所示。

圖8 4單元縱向饋電網絡電流監測仿真模型

圖9 4單元縱饋電流監控仿真結果

圖9(a)為電流監控幅頻仿真結果。從圖9(a)可看出，在中心頻率24.125 GHz處，從饋電網絡中心到邊緣的電流幅值比為I1∶I2=1∶0.6，這與計算值也存在一定誤差，但在后續天線陣列設計中已達到窄主瓣、低旁瓣的要求。圖9(b)為饋線電流監控位置處的相頻特性。從圖9(b)可看出，在中心頻率24.125 GHz處，各陣元相位基本相同。

4 一發二收圓極化微帶陣列天線的設計

為實現天線的小型化及高隔離度，對天線進行合理布局，經過仿真優化后，收發天線的布局如圖10所示。在收發陣列天線中，發射天線(TX)與接收天線(RX1)間的距離為dtr=1.7λ，接收天線RX1與RX2之間的距離為d12=1.5λ。整個天線尺寸為90 mm×80 mm。

圖10 收發天線的布局

圖11 收發天線實物及測試

5 一發二收圓極化天線仿真與實測結果分析

根據CST2015仿真的最優模型，加工得到的天線實物如圖11(a)所示。利用矢量網絡分析儀測試收發天線的S參數，并在微波暗室中對天線的遠場特性進行測試，如圖11(b)所示。

圖12 收發天線仿真與實測結果

圖12(a)為一發二收天線的S參數實測結果。從圖12(a)可看出，在24～24.25 GHz頻率，收發天線的反射系數S11、S22、S33均小于-12 dB，收發天線間的隔離S21、S31均小于-40 dB，隔離度較高，滿足設計要求。圖12(b)、(c)為發射天線與接收天線的軸比曲線。從圖12(b)、(c)可看出，實測與仿真結果基本吻合，在24～24.25 GHz頻率，軸比均小于3 dB，圓極化性能良好。

圖13為一發二收天線系統在中心頻率f=24.125 GHz處方向圖仿真與實測結果。從圖13(a)～(d)可看出，在中心頻率24.125 GHz處，實測發射天線方位面與俯仰面主極化方向圖3 dB波束寬度分別為9.5°和20.5°，其旁瓣電平分別為-23.5、-17.1 dB。由此可見，運用道爾夫-切比雪夫天線綜合法實現了天線的窄主瓣、低旁瓣特性，且其增益達到22.5 dB，符合設計要求。由圖13(e)～(l)可看出，實測接收天線1、2方位面與俯仰面方向圖與仿真結果基本吻合，兩接收天線增益均達到19 dB以上，其方位面主極化方向圖3 dB波束寬度為9.8°，旁瓣電平小于-20 dB，其俯仰面主極化方向圖3 dB波束寬度為35°，滿足設計需求。

6 結束語

根據雙接收通道比相測角的需求，設計一發二收微帶陣列天線，通過對方形貼片進行切角實現天線的圓極化性能，并利用道爾夫-切比雪夫綜合算法設計串并聯混合饋電網絡，實現天線的窄主瓣、低旁特性，合理布局收發天線，保證天線的小型化及高隔離度。根據實測結果可知：收發陣列天線在24～24.25 GHz頻帶，反射系數均大于12 dB，軸比均小于3 dB，滿足系統設計需求；在中心頻率24.125 GHz處，收發天線方位面內3 dB波束寬度均為9°左右，旁瓣電平均小于-20 dB，收發天線增益分別為22.5、19.5 dB；收發天線間的隔離度大于40 dB，隔離度良好。因此，該一發二收圓極化微帶陣列天線的性能較為優良，適合用于車載測高防撞雷達系統。

圖13 收發天線方向圖仿真與實測結果對比