一種多層一分四不等分寬帶功率分配器設計

童滎贇，姬五勝，張志悅，戴 薇

（1.天津職業技術師范大學天線與微波技術研究所，天津 300222；2.天津職業技術師范大學電子工程學院，天津 300222）

功率分配器（簡稱功分器）是一種重要的無源電路，常用于混頻器、功率放大電路、大規模MIMO 陣列天線以及相控陣雷達天線等各種微波射頻器件的設計，在系統中起到將信號功率再分配或重新組合的功能[1-2]。近年來，隨著電子技術的快速發展，為適應無線通信系統多元化的發展需求，多層化、小型化以及寬帶化已成為現代功分器發展的必然趨勢，但傳統的微波電路設計方法已經難以滿足這些發展需求。2002年，美國聯邦通信委員會（FCC）首次規劃批準使用頻段3.1～10.6 GHz，超寬帶微波器件的設計成為了行業內的研究熱點[3]。不對稱槽線對于多層微波電路的設計與集成具有很好的優勢[4-5]。文獻[5]分析了不對稱槽線的電磁場分布規律和相關電路特性，設計了基于不對稱槽線的復合環、不對稱槽線-微帶過渡結構、支線定向耦合器、平衡功率分配器、多層濾波器、多信道功率分配器等微波器件。在此基礎上，文獻[6]設計了一款彎曲T 型微帶互連結構，多層之間互連的應用頻率能夠達到80 GHz。文獻[7]利用文獻[6]提出的彎曲T 型毫米波互連結構，設計了一款多層一分二毫米波功率分配器，工作于24.5～27.5 GHz 頻段，具有良好的毫米波電路特性，由于采用了多層設計方案，該功率分配器電路的整體尺寸得以減小。

本文基于文獻[4-7]的設計理論和分析方法，設計了一款具有彎曲T 型結構的多層一分四不等分功率分配器。通過將2 個彎曲T 型基本耦合結構背向級聯，構建了過渡效果更好的層間耦合結構，同時增加電路耦合層數，使得信號在介質層間多次耦合功分，實現一分四不等分的功率分配效果，具有良好的電路性能；與文獻[7]提出的毫米波功率分配器不同，本文設計的電路可工作于2.8～7.5 GHz 頻段，絕對帶寬為4.7 GHz，分數帶寬達到了91.3%；由于工作頻段包含了 3.3～3.6 GHz 和 4.8～5.0 GHz，該功分器在 5G 通信低頻段有良好的應用前景，說明不對稱槽線設計理論同樣適用于低頻段微波器件的設計，對多層、小型化、高性能、寬帶微波電路設計提供了思路。

1 電路設計

1.1 電路結構設計

文獻[6]設計了一款彎曲T 型毫米波微帶互連結構，彎曲T 型結構兩側的2 個凹形槽長度對應于中心頻率處電路1/4 波導波長，凹形槽的作用是為了消除不對稱槽線帶來的橫向H 波的影響，提高信號在不同層之間平滑過渡的效率。這一特性也在彎曲T 型毫米波功分器[7]的設計中得到應用。本文將2 個彎曲T 型基本耦合結構背向級聯，且電路的耦合區域增加為4個，由此設計了一種改進的帶狀線-微帶線三層過渡結構，如圖1所示。

圖1 改進的帶狀線-微帶線三層過渡結構

圖1中：w1為中間層輸入帶狀線寬度；w2為耦合過渡后上層和下層的微帶寬度；w3為中間層2 個彎曲T 型結構背向連接的微帶寬度；w4為上下層輸出端微帶線寬度。此外，整體電路長度為L，2 個介質基板的厚度分別為H1和H2，整體寬度W 滿足W=4R1+w1，其中，R1為與輸入端帶狀線相連的T 型結構的槽孔半徑；同樣地，R2、R3、R4、R5和 R6均為對應 T 型結構的槽孔半徑，同與其相連的帶狀線或微帶線之間滿足與R1和w1一樣的參數關系。

從圖1可知，信號沿中間層帶狀線輸入，經過彎曲T 型結構后通過層間耦合方式平滑過渡到上下層微帶線，同時還具有功率分配特性。在彎曲T 型結構中，減去的半圓槽孔的直徑對應于電路中心頻率下的1/4 波導波長，改變該值大小可以調整電路的工作頻段[7]。此外，由于信號的傳輸和耦合過渡發生在介質層內部，較之傳統的平面電路過渡耦合結構更加容易獲得緊耦合特性，易于實現寬帶乃至超寬帶特性[8-11]。

為增加功率分配器輸出端口的數量，可以將改進的帶狀線-微帶線三層過渡結構擴展到更多層，本文設計的一種多層一分四不等分寬帶特性功率分配器結構如圖2所示。

圖2 多層一分四不等分寬帶功率分配器

該功率分配器電路為一種包含6層介質和7層金屬邊界的多層結構，包含一個輸入端口Port1，4個輸出端口Port2、Port3、Port4和Port5。7層金屬邊界分別為中間帶狀線輸入層1、中間帶狀線輸出層2和5、中間帶狀線過渡層3和6以及頂層和底層微帶線輸出層4和7，電路關于帶狀線輸入層1上下對稱，層2、3、4分別與層5、6、7相對應。電路以帶狀線作為功率分配器的輸入端（Port1），而輸出端則采用了2種傳輸線，分別是中間層帶狀線（Port2和Port3）與頂層和底層的微帶線（Port4和Port5）。中間層帶狀線（層1、2、3、5和6）在過渡耦合區域采用將2個彎曲T型基本耦合結構背向級聯實現電磁能量在層間平滑過渡；頂層4和底層7的耦合區域為基本的彎曲T型耦合結構，其末端直接與微帶線帶條相連，作為功分器電路的其中2個輸出端。在層間耦合過渡的同時，中間層同層的2個耦合區域通過帶狀線相連，可以實現電磁信號在同層直接傳輸。

1.2 等效電路與功率分配特性分析

將該多層一分四不等分寬帶功率分配器電路看做一個五端口網絡，相鄰層之間通過彎曲T型的耦合過渡結構可以等效為一個變壓器，其等效電路模型如圖3所示[12-15]。

圖3 功率分配器等效電路模型

圖3中，n1、n2、…、n10分別為等效后對應的變壓器匝數；i1、i2、…、i10分別為各子電路的的傳輸電流；Z1為輸入端帶狀線阻抗；Z2、Z3、Z4、Z5和Z6分別對應電路內部背向級聯彎曲T型結構的傳輸線阻抗；Z7、Z8、Z9和Z10分別為輸出端阻抗。信號沿輸入端通過不同的耦合路徑平滑過渡到各輸出端，每個輸出端與輸入端電流關系可由其對應耦合路徑上變壓器匝數來表示，其表達式為：

在電路結構中，輸出端口2和3，4和5分別對稱，若n1=1，n2=n3=…=n10=n，輸入輸出端電流關系式（1）～（4）還可進一步簡化為：

輸入輸出端應滿足阻抗匹配條件，因此各端口阻抗Z1=Z7=Z8=Z9=Z10，且均為標準的50Ω，根據電流和功率的關系式P=i2Z，可知P7=P10，P8=P9，且P7＜P9，即Port4和Port5的輸出功率相同，Port2和Port3的輸出功率相同，且Port4和Port5的輸出功率小于Port2和Port3的輸出功率；電路實現了一分四不等分功率分配。

1.3 功率分配器電路參數設計

多層一分四不等分寬帶功率分配器結構如圖4所示。

圖4 多層一分四不等分寬帶功率分配器結構

從圖4可知，圖4（a）為該功分器電路的側視圖，整個電路可以分成4個耦合區域，對應長度分別為l1、l2、l3和l4，則電路整體長度為l=l1+l2+l3+l4；細實線是帶狀線或微帶線，粗實線為有限寬度導體帶狀線或微帶線，虛線處沒有金屬導體覆蓋。電路采用介電常數εr=3.55的Rogers4003C介質基板，其損耗正切角為δ=0.0029，6層介質基板的厚度均為h，為保證輸入端和輸出端阻抗均為標準的50Ω，取輸入端帶狀線寬度為w1，中間層輸出端帶狀線寬度為w4，頂層（或底層）輸出端微帶線寬度為w5；中間輸入層長度為l1的耦合區域內左側槽孔半徑為r1，則電路整體寬度為w=2×r1+w1，因此r3=r5=（w-w3）/4，且電路中其他槽孔半徑和與之相連的帶狀線（或微帶線）的寬度也有同樣的參數關系；電路參數的具體數值為：r1=r6=3mm，w1=w4=0.6mm，l1=l2=l3=l4=8mm，l=32mm，w=12.6mm，h=0.508mm，r2=r3=r4=r5=3.075mm，r7=2.855mm，w2=w3=0.3mm，w5=1.18mm。

2 仿真結果與電路特性分析

2.1 功率分配器電路仿真結果

利用三維電磁仿真軟件HFSS對本文設計的多層一分四不等分寬帶功率分配器電路進行了建模仿真[16]，輸入端回波損耗和各輸出端到輸入端的插入損耗的仿真結果如圖5所示，各輸出端口間的隔離度仿真結果如圖6所示。

圖5 回波損耗和各輸出端到輸入端的插入損耗仿真結果

圖6 各輸出端口間的隔離度仿真結果

從圖5可知，該功率分配器的工作頻段為2.8～7.5 GHz，分數帶寬達到了91.3%，輸入端Port1 的回波損耗S11優于-10 dB，并在3.65 GHz 左右達到-19.9 dB 以下，在 6.0 GHZ 左右優于-16.5 dB；輸出端Port2 和 Port3 到輸入端 Port1 的插入損耗 S21和 S31基本一致，均優于-6.4 dB，輸出端 Port4 和 Port5 到輸入端Port1 的插入損耗S41和S51也基本相同，均優于-11.3 dB。

從圖6可知，在工作頻段內，各輸出端口Port2、Port3、Port4 和 Port5 之間，隔離度 S23優于-11 dB、S24優于-9 dB、S25優于-15 dB，S45優于-22 dB。其中，在4.15～7.5 GHz 頻段內，全部隔離度參數均優于-11 dB，S45甚至在 3.78 GHz 處可達到最優，隔離度S45為-41.3 dB，由此可以說明各輸出端口間具有良好的隔離性能。

2.2 功率分配器電路不等分原理分析

從圖5可知，2 組輸出端到輸入端的插入損耗不相同，該功率分配器電路實現了一分四不等分的功率分配特性，這是因為頂層和底層微帶線輸出層4 和7是通過帶狀線過渡層3 和6 與中間帶狀線輸出層2和5 經過二次層間耦合功分所致，若保持各個電路輸入輸出端口的阻抗為標準的50 Ω，且每一層介質基板厚度一致，電路關于帶狀線輸入層1 上下對稱，故S21=S31，S41=S51，且 S41和 S51劣于 S21和 S31，這與通過式（1）～（6）所得到的結論完全一致。本研究設計的功分器與文獻[7]的性能比較如表1所示。

表1 本文設計的功分器與文獻[7]的性能比較

由表1知，本文功率分配器的輸出端口數量為4個，而文獻[7]僅為一分二功率分配器；本文功率分配器的回波損耗和插入損耗同文獻[7]相比稍差，但隔離度方面優于文獻[7]；在電路尺寸方面，本文功率分配器包含6 層電介質和7 層金屬邊界，而文獻[7]僅包含2 層電介質，二者相比較，本文功率分配器尺寸稍大；在電路的工作頻帶方面，本文工作于2.8～7.5 GHz，包含5 G 低頻段部分，分數帶寬達到了91.3%，而文獻[7]工作于24.5～25.5 GHz，屬于5 G 高頻段毫米波領域，分數帶寬為4%。本文所設計的基于彎曲T 型多層功率分配器不僅實現了信號在微波集成電路不同層間的信號傳輸，還實現了一分四不等分功率分配功能，這表明基于不對稱槽線理論彎曲T 型功分器具有靈活的設計自由度。

3 結 語

本文設計了一種多層一分四不等分寬帶功率分配器，包含6 層介質和7 層金屬邊界。仿真結果表明：該功分器的工作頻段為2.8～7.5 GHz，分數帶寬達到了91.3%，且具有良好的功分性能，解決了傳統Wilkinson功分器因引入集總的隔離電阻導致電路尺寸過大、需要考慮分布參數影響等技術缺陷問題。本文在設計中將2 個彎曲T 型基本耦合結構背向級聯構建過渡效果更好，結構更加簡單且具有緊耦合特性的層間耦合結構，具有良好的設計靈活性。