移相全橋變換器中RC緩沖電路對系統(tǒng)影響機理與優(yōu)化研究

朱國榮， 陳銘， 徐小薇， 楊志， 王婷婷， 黃華芳

(1.貴州理工學(xué)院 電氣工程學(xué)院,貴州 貴陽550003；2.武漢理工大學(xué) 自動化學(xué)院,湖北 武漢 430070；3.天津科技大學(xué) 電子信息與自動化學(xué)院,天津300222)

移相全橋變換器中RC緩沖電路對系統(tǒng)影響機理與優(yōu)化研究

朱國榮1,2， 陳銘2， 徐小薇2， 楊志2， 王婷婷1， 黃華芳3

(1.貴州理工學(xué)院 電氣工程學(xué)院,貴州 貴陽550003；2.武漢理工大學(xué) 自動化學(xué)院,湖北 武漢 430070；3.天津科技大學(xué) 電子信息與自動化學(xué)院,天津300222)

移相全橋ZVS變換器副邊整流二極管電壓應(yīng)力較高，需要設(shè)計緩沖電路來保證系統(tǒng)性能。然而,加入RC緩沖電路的變換器在某種工作模式下近似為LCL三階諧振系統(tǒng)，導(dǎo)致接近開關(guān)頻率的諧振甚至在整流二極管兩側(cè)產(chǎn)生更高的電壓應(yīng)力。通過建立移相全橋ZVS變換器在能量傳輸模式期間的等效電路模型，揭示RC緩沖電路對系統(tǒng)穩(wěn)定性產(chǎn)生影響機理及電路參數(shù)對振蕩的影響規(guī)律，通過分析選取合理的RC緩沖電路參數(shù)，不僅有效降低整流二極管電壓應(yīng)力，同時抑制由緩沖電路帶來的振蕩問題，進(jìn)而提高系統(tǒng)的效率。設(shè)計了一個3.2 kW(10 A，320 V)的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

移相全橋；等效模型；RC緩沖電路；電壓振蕩

0 引 言

移相全橋ZVS變換器在中大功率電源中應(yīng)用廣泛，然而由于變壓器副邊的整流二極管不能實現(xiàn)ZCS關(guān)斷，二極管的反向恢復(fù)過程造成了嚴(yán)重的電壓尖峰，從而增大了二極管的電壓應(yīng)力，降低了變換器整體的效率，甚至影響系統(tǒng)正常運行[1-3]。為了解決這一問題，大多采用含有電容元件的緩沖吸收電路[4-6]。其中，抑制效果較好的電路有RC緩沖電路結(jié)構(gòu)簡單，成本最低，存在功耗；RCD緩沖電路含有一個二極管，存在功耗；用MOSFET構(gòu)成的有源箝位電路需要增加一套控制和驅(qū)動電路，增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性同時也降低了系統(tǒng)整體效率；折中考慮復(fù)雜性，可靠性和效率， RC緩沖電路是較理想的選擇。

設(shè)計良好的RC緩沖電路的確可以抑制二極管關(guān)斷瞬間的電壓尖峰。然而在移相全橋ZVS變換器中，由于諧振電感和輸出LC低通濾波器的存在，再將變壓器分布參數(shù)和緩沖電路考慮在內(nèi)，變換器則近似等效為一個高階的LCL二端口網(wǎng)絡(luò)。如果RC緩沖電路仍然按照傳統(tǒng)的方法來設(shè)計參數(shù)，電路可能會發(fā)生不必要的諧振，不僅導(dǎo)致整流二極管電壓應(yīng)力升高，降低整流二極管的可靠性，而且使得變壓器原副邊電壓出現(xiàn)嚴(yán)重的振蕩，增加變壓器的損耗，降低系統(tǒng)的效率。

在對LCL結(jié)構(gòu)的研究中，較多的是在三相LCL并網(wǎng)濾波器中的研究。LCL濾波器抑制高次諧波能力較強，然而對于某一特定頻率的諧波，總阻抗接近零，不僅不能抑制，反而會將其放大，從而導(dǎo)致變換器系統(tǒng)的不穩(wěn)定[7-10]。

為了抑制LCL結(jié)構(gòu)的諧振尖峰，就要增加在諧振頻率處的阻尼，可以采用的方式有有源阻尼和無源阻尼兩種[7]。有源阻尼的方法是通過增加控制電路來解決諧振問題，雖然不會增加電路本身的損耗，但是額外增加的控制電路增加了電路復(fù)雜性和成本，且不如無源阻尼可靠。而緩沖電阻就是天然的無源阻尼，采用無源阻尼的方式不需再增加硬件，只需合理配置RC參數(shù)，使得諧振被抑制的同時盡量減小阻尼電阻上的損耗，就可以實現(xiàn)最可靠最簡便的設(shè)計。

本文將RC緩沖電路考慮在內(nèi)，建立移相全橋變換器的電路模型，定量地分析了這種諧振的頻率、增益及產(chǎn)生損耗與緩沖電路參數(shù)的關(guān)系，根據(jù)這個關(guān)系，提出一種RC緩沖電路設(shè)計與參數(shù)選取思路，用來指導(dǎo)RC緩沖電路參數(shù)的設(shè)計，不僅能有效地發(fā)揮電路自身抑制反向恢復(fù)尖峰的作用，而且可避免不必要的諧振帶來的各種弊端，提高變換器效率。

1 發(fā)生變壓器原邊電壓振蕩工作模式下的電路模型

圖1是移相全橋ZVS電路拓?fù)?，其中Vd是直流電源，Q1-Q4是四個開關(guān)管，Lr是諧振電感，Cb是隔直電容。vp和vs分別是變壓器原邊和副邊繞組兩端的電壓。D5-D8是整流二極管，緩沖電路中，CS5=CS6=CS7=CS8=CS，RS5=RS6=RS7=RS8=RS。Lf是輸出濾波電感，Co是輸出濾波電容，Ro是負(fù)載。

圖1 移相全橋變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of phase-shifted full-bridge ZVS converter

當(dāng)Q1和Q4均導(dǎo)通期間，變壓器副邊整流二極管D5和D8導(dǎo)通，此時變換器工作在能量傳輸模式(電源向負(fù)載供電)，理想情況下，整流二極管D6和D7承受反向電壓即為變壓器副邊電壓vs，此時對應(yīng)的兩組RC緩沖電路中的電容CS6和CS7的電壓保持最大值vs。

當(dāng)Q2和Q3均導(dǎo)通期間，變壓器副邊整流二極管D6和D7導(dǎo)通，D5和D8承受反壓，理論上，CS5和CS8亦保持最大電壓vs。此時，變換器的工作模式和上述的工作模式一致。

在這兩種模式下，將所有變壓器二次側(cè)的元件參數(shù)折算到一次側(cè)，原副邊變比為N，考慮變壓器原邊的漏感Llk和寄生電容Cp，將變換器簡化為如圖2所示的電路模型，其中，Vin是橋臂中點電壓，r是線路的等效電阻。

(1)

圖2 等效的五階模型Fig.2 Equivalent circuit model of fifth order

K5=L1L2C1C2C3RR1，

K4=C1C2C3L2RR1+L1L2C1C2R1+L1L2C2C3R+

L1L2C1C3R，

K3=L1L2C1+L1L2C2+L1C1C2RR1+L1C1C3RR1+

L2C1C2R1r+L2C2C3Rr+L2C1C3RR1+

L2C1C3Rr，

K2=L1C1R+L1C1R1+L1C2R+L1C3R+L2C2r+

L2C1R1+L2C1r+L2C3R+C1C2RR1r+

C1C3RR1r，

K1=L1+L2+C1Rr+C1RR1+C1R1r+C2Rr+C3Rr。

(2)

為了進(jìn)一步量化分析，電路中的一些元器件的規(guī)格和參數(shù)在表1中給出，其中RC緩沖電路的參數(shù)由緩沖電路的設(shè)計原則得到，即由固有雜散電感、電感初始電流和電容初始電壓計算出所需的緩沖電容范圍，在保證RC充放電時間常數(shù)足夠小的條件下，盡可能減小電容吸收的功率，因為這部分功率最終會損失在緩沖電阻上。

表1 電路參數(shù)(Vd:600 V,Vo:320 V,Io:10 A,fs:20 kHz)

根據(jù)上表的參數(shù)和上面五階電路的傳遞函數(shù)G(s)，利用Matlab繪制得到的Bode圖(如圖3所示)。

圖3 五階等效模型中G(s)的Bode圖Fig.3 Bode plots of equivalent circuit model of fifth order

從Bode圖可以看出，變壓器原邊電壓存在兩個頻率振蕩且振蕩頻率分別為f1=600 Hz和f2=100 kHz。f1是輸出濾波截止頻率，比開關(guān)頻率低兩個量級，在幾個開關(guān)周期內(nèi)對系統(tǒng)的影響可以忽略。f2處存在諧振尖峰，且開環(huán)相位接近-180°，諧振頻率處于開關(guān)頻率數(shù)量級，對系統(tǒng)影響較大，是研究重點。然而由于系統(tǒng)的等效電路模型是一個復(fù)雜的五階模型，難以進(jìn)行定量分析?？紤]到模型中折算至變壓器原邊的寄生電容C2遠(yuǎn)小于C1，因此可忽略C2，將五階模型簡化成如圖4所示的四階等效模型。

圖4 等效的四階模型Fig.4 Equivalent circuit model of forth order

L2C1C3Rr，

L2C1r+L2C3R+C1C3RR1r

(3)

根據(jù)圖(3)和表(1)的參數(shù)重新繪制Bode圖如圖5所示?？梢钥吹剿碾A模型的Bode圖與五階模型的Bode圖在1MHz以下的中低頻段完全一致，同樣地，在100kHz處存在尖峰，且開環(huán)相位接近-180°。因此在分析RC緩沖電路對變壓器原邊電壓波形的影響的問題上，可忽略變壓器的寄生電容造成的影響。

圖5 四階等效模型中G′(s)的Bode圖Fig.5 Bode plots of equivalent circuit model of forth order

2 諧振產(chǎn)生機理及其抑制方法

根據(jù)求得的四階模型中變壓器原邊電壓v′對輸入電壓Vin的傳遞函數(shù)可求解傳遞函數(shù)的極點。

(4)

求解方程可以得到振蕩頻率為:

(5)

(6)

根據(jù)表1中的參數(shù)計算出的兩個頻率分別對應(yīng)圖3和圖5中的兩個諧振尖峰頻率f1和f2，其中f1=600 Hz是系統(tǒng)輸出濾波LC諧振頻率，帶來的影響可以忽略，而f2=100 kHz的振蕩是由緩沖電路中的電容和主電路中的兩個電感發(fā)生LCL諧振而產(chǎn)生。

利用Matlab中SIMULINK仿真工具對系統(tǒng)進(jìn)行仿真分析得到變壓器原邊的電壓v′波形如圖6所示。

圖6 Rs=10 Ω時變壓器原邊電壓v′的仿真波形Fig.6 Simulation waveform of the primary side voltage of the transformer when Rs =10 Ω

從上述波形可以看出變壓器原邊電壓存在100kHz的振蕩，與求解傳遞函數(shù)極點得到的振蕩頻率一致。這種振蕩不僅增加了變壓器自身的損耗，而且增加了整流二極管的電壓應(yīng)力，從而增加了成本也降低了系統(tǒng)效率。因此，從式(6)可知通過調(diào)整諧振參數(shù)L1、L2或C1均可改變諧振頻率，然而L1和L2均為根據(jù)實現(xiàn)ZVS要求、占空比丟失限制和輸出濾波要求設(shè)計的，C1是綜合二極管關(guān)斷尖峰抑制要求、開關(guān)頻率以及效率等多方面設(shè)計原則得到。因此可以考慮通過調(diào)節(jié)RC緩沖電路電阻的大小，以無源阻尼的方式來抑制這種振蕩。

增大緩沖電阻后G′(s)的Bode圖如圖7所示，可以看出100kHz處振蕩尖峰得到明顯抑制，同時相位裕度足夠大，系統(tǒng)穩(wěn)定性得到提高。

圖7 Rs =150 Ω時 G′(s)的Bode圖Fig.7 Bode plots of G′(s) when Rs=150 Ω

然而，增大阻尼電阻的方法同時會增加系統(tǒng)損耗，在大功率移相全橋變換器中，這個損耗對整體效率的影響更為顯著。深入分析參數(shù)Rs對阻尼損耗和諧振抑制效果的綜合影響，提出一種阻尼損耗盡可能小的優(yōu)化設(shè)計方案。

參照表(1)和式(1)，將式(6)代入到傳遞函數(shù)(3)中，得到G′(s)和Rs的關(guān)系:

(7)

(8)

從式(8)可以得到Rs越小，此處的電壓增益越大，反映在變壓器原邊，是出現(xiàn)環(huán)流和損耗增加，反映在變壓器副邊則是整流二極管承受的電壓應(yīng)力越大。|G′(s)|在Rs=84.9 Ω時取1，此時電壓振蕩尖峰正好為輸入電壓值。Rs越小，電壓振蕩越明顯；而Rs過大，又會影響RC緩沖電路吸收電荷的速率以及增加電阻在LCL諧振期間的阻尼損耗。無阻尼電阻的系統(tǒng)開環(huán)極點位于s平面虛軸上，是一個不穩(wěn)定系統(tǒng)，加入電阻Rs導(dǎo)致極點左移，且Rs越大，系統(tǒng)越穩(wěn)定。阻尼損耗來自諧振期間電阻Rs上的功率損耗。

(9)

對式(9)作拉普拉斯反變換得到流經(jīng)R1的電流時域如式(10)所示：

(10)

根據(jù)式(10)，取移相角近似為90°，估算電阻消耗的平均功率為：

(11)

圖8是由(11)得出的在緩沖電阻上產(chǎn)生的損耗和緩沖電阻值的關(guān)系曲線。

圖8 緩沖電阻損耗P與R1的關(guān)系曲線Fig.8 Relation curve of R1 and power loss P on R1

從圖8可以看到，雖然R1增大會帶來損耗的升高，但是大約R1>10 Ω區(qū)間，損耗增長的斜率遠(yuǎn)小于R1<10 Ω區(qū)間，通過計算和仿真結(jié)果折中考慮，選取R1=33.3 Ω，即Rs=150 Ω。得到相應(yīng)的仿真波形如圖9所示。對比圖6和圖9，變壓器原邊電壓尖峰從800 V下降到550 V，整流二極管電壓應(yīng)力大為降低，且消除了電壓的振蕩。圖10分別是Rs=10 Ω和Rs=150 Ω時SIMULINK仿真得到的變壓器原邊電壓頻譜?？梢钥吹叫薷膮?shù)Rs后的變壓器繞組電壓波形中的五次諧波被大大抑制，而對附近的三次和七次諧波成分的影響則不大。

圖9 Rs =150 Ω時變壓器原邊電壓v′的仿真波形Fig.9 Simulation waveform of the primary side voltage of the transformer when Rs =150 Ω

從Bode圖可以看出當(dāng)緩沖電路的電阻Rs=150 Ω時，變壓器原邊電壓波形仍然存在輕微振蕩，但是電壓增益明顯減小，從仿真波形可以看出，變壓器原邊的尖峰電壓由800 V降到550 V，由于變壓器副邊整流二極管的電壓vrec(t)=v′(t)/K，因此，整流二極管的電壓應(yīng)力也會同樣降低，從圖中可以看出變壓器原邊電壓振蕩得到了很好的抑制。

圖10 變壓器原邊電壓v′的FFT分析Fig.10 FFT analysis of the primary side voltage of the transformer

3 實驗結(jié)果與分析

為了驗證上述結(jié)論，設(shè)計了一臺直流輸入為600V，輸出為320V/10A，開關(guān)頻率為20kHz的移相全橋ZVS變換器。實驗中緩沖電阻Rs分別取10 Ω和150 Ω時，測得變壓器原邊的電壓波形分別如圖11(a)和(b)所示。

從圖11(a)可以看出，當(dāng)Rs=10 Ω時，變壓器原邊電壓波形存在振蕩，振蕩頻率為100 kHz，和仿真波形一致，驗證了前面對四階模型的分析和仿真分析的正確性，從圖11(b)可以看出，當(dāng)Rs=150 Ω時，100 kHz振蕩被抑制，尖峰減小到接近理論值，與式(8)的計算值和圖(9)的仿真波形高度一致。從而獲得較好的變壓器原邊和副邊電壓波形以及可以接受的整流二極管電壓應(yīng)力，驗證了上面分析推導(dǎo)的正確性。

圖11 變壓器原邊電壓的實驗波形(v′(t)/(500 V/div),t/(20 μs/div)Fig.11 Experiment waveforms of the primary side voltage of the transformer v′(t)/(500 V/div),t/(20 μs/div)

4 結(jié) 論

本文針對移相全橋ZVS變換器的副邊整流二極管RC緩沖電路，利用建模的方法分析了RC緩沖電路對整個變換器可能帶來的影響及電路參數(shù)對振蕩的影響規(guī)律。研究表明：利用RC緩沖電路雖然可以抑制整流二極管關(guān)斷瞬間的振鈴電壓，但另一方面卻導(dǎo)致變換器系統(tǒng)的不穩(wěn)定，即LCL結(jié)構(gòu)的諧振。 因此在設(shè)計移相全橋ZVS變換器或其他比較復(fù)雜的變換器尤其是各類諧振變換器時，本文提供了RC緩沖電路的設(shè)計和參數(shù)選取思路，對于設(shè)計好的電路，通過建模計算或直接使用網(wǎng)絡(luò)分析儀得到網(wǎng)絡(luò)的幅頻相頻特性，采用本文給出的分析方法，針對存在的諧振尖峰設(shè)計合適的緩沖電路參數(shù)。

本文根據(jù)仿真分析和實驗驗證，通過合理設(shè)計RC緩沖電路的最優(yōu)參數(shù)，在不增加任何硬件結(jié)構(gòu)或控制策略的條件下，盡量減小阻尼損耗，實現(xiàn)了整流二極管電壓尖峰的有效抑制，保證變壓器電壓為近似方波，提高系統(tǒng)的整體效率和可靠性。

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(編輯：張 楠)

Mechanism and optimized research on influence of RC snubber circuit in phase-shifted full-bridge ZVS converter

ZHU Guo-rong1,2， CHEN Ming2， XU Xiao-wei2， YANG Zhi2， WANG Ting-ting1， HUANG Hua-fang3

(1.College of Electrical Engineering,Guizhou Institute of Technology,Guiyang 550003,China;2.Automation School,Wuhan University of Technology,Wuhan 430070,China;3.School of Electronic Information and Automation,Tianjin University of Science & Technology,Tianjin 300222,China)

There are high voltage stress through rectifier diodes in phase-shifted full-bridge ZVS converter,so snubber circuit is needed to ensure performance of the system.Therefore,converter with RC snubber circuit in some cases becomes third-order unstable system,which leads to resonance close to switching frequency and even higher voltage stress through diodes.Equivalent circuit model during the energy transfer mode of phase-shifted full-bridge ZVS converter was established,and mechanism of how the RC circuit effect stability of the system and principle of how circuit parameters affect the oscillation were revealed.By analyzing and selecting appropriate parameters of RC snubber circuit,not only can the voltage stress of rectifier diodes in the transformer secondary side be inhibited,but also the oscillation brought by RC circuit be solved.In addition the efficiency of the whole system can be improved.A prototype of 3.2 kW(10 A,320 V)was designed to verify the theoretical analysis.

phase-shifted full-bridge ZVS；equivalent circuit model；RC snubber circuit；voltage oscillation

2015-05-18

湖北省重大科技創(chuàng)新計劃項目(2014AAB007)；貴州省科學(xué)技術(shù)基金(黔科合LH字[2014]7369號)；天津市科技特派員項目(15JCTPJC63700)

朱國榮(1975—)，女，博士，副教授，研究方向為電力電子變換與控制技術(shù)； 陳 銘(1991—)，男，碩士研究生，研究方向為DC-DC變換； 徐小薇(1991—)，女，碩士，研究方向為DC-DC變換； 楊 志(1990—)，男，碩士，研究方向為DC-DC變換； 王婷婷(1975—)，女，碩士，副教授，研究方向為智能電力測量技術(shù)； 黃華芳(1979—)，女，博士，副教授，研究方向為電力電子技術(shù)和測控技術(shù)。

陳 銘

10.15938/j.emc.2017.03.010

TM 131

A

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