Boost型三電平AC/AC變換器

張友軍， 陳可， 葉欣， 楊成明

(蘇州大學(xué) 機電工程學(xué)院，江蘇 蘇州 215021)

Boost型三電平AC/AC變換器

張友軍， 陳可， 葉欣， 楊成明

(蘇州大學(xué) 機電工程學(xué)院，江蘇 蘇州 215021)

針對高輸出交流電壓的升壓場合，研究Boost型三電平AC/AC變換器。相比于Boost型兩電平AC/AC變換器，該變換器通過增加開關(guān)管數(shù)量和引進飛跨電容，構(gòu)造了中間電平，可使開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低一半，濾波器重量體積大大減小。其拓撲可以看成是兩個輸出電壓極性相反的Boost型三電平DC/DC變換器組合而成，該變換器輸入輸出電壓同相位，其飛跨電容電壓等于輸出電壓的一半。詳細分析其電路工作原理，給出一種新穎的控制策略，可對輸出電壓和飛跨電容電壓同時進行控制；研制一臺原理樣機，給出了實驗波形與測量結(jié)果。實驗結(jié)果證實了理論分析的正確性和控制策略的可行性。

Boost型AC/AC變換器；三電平；飛跨電容；電壓應(yīng)力；控制策略

0 引 言

脈寬調(diào)制AC/AC變換器，相比于其它AC/AC交流變換技術(shù)，在體積重量、電路結(jié)構(gòu)、變換效率、網(wǎng)側(cè)電流諧波含量、輸出電壓波形質(zhì)量及可靠性等方面，具有明顯的綜合優(yōu)勢[1-4]，可應(yīng)用于工業(yè)加熱、燈光控制、感應(yīng)電動機的軟啟動以及風(fēng)扇或水泵的速度控制領(lǐng)域[5]。當(dāng)此類變換器應(yīng)用于高壓場合，若選用高耐壓MOSFET時，則其通態(tài)電阻大，會降低電源的效率，而選用IGBT時，則其存在電流拖尾現(xiàn)象，限制了開關(guān)頻率的提高，不利于減小變壓器和濾波電感的體積[6]。三電平(three-level,TL)變換器是一種有效解決上述矛盾的方法，通過構(gòu)造出中間電平使功率管的電壓壓力降為兩電平時的一半[7]。

目前，國內(nèi)外對三電平AC/AC變換器方面進行了一些研究。根據(jù)T.M.MEYNARD等人1992年提出的采用飛跨電容均壓的多電平電路拓撲，文獻[5]提出了Buck型三電平AC/AC變換器，該變換器用于降壓場合，且輸入輸出相位相同；對Buck型三電平AC/AC變換器，文獻[8]提出了基于時鐘交錯的定頻積分控制策略；文獻[9]研究了Buck-Boost型三電平AC/AC變換器，該變換器可用于升降壓場合，但其開關(guān)管電壓應(yīng)力高(為輸入、輸出電壓幅值之和的一半)，輸入、輸出之間無直接能量傳遞通路，從而影響變換效率，且輸入輸出相位相反。針對高輸出交流電壓的升壓場合，本文詳細研究了Boost型三電平AC/AC變換器，該變換器輸入輸出同相位，其開關(guān)管電壓應(yīng)力僅為輸出電壓峰值的一半。最后本文研制原理樣機，給出了相關(guān)實驗結(jié)果。

1 電路拓撲結(jié)構(gòu)

如圖1所示，文獻[10]中提出了一種輸入輸出共地的Boost型三電平DC/DC變換器(B為共地參考電位點)，由開關(guān)管S1和S2、二極管D1和D2、飛跨電容Cfly、濾波電感Lf和濾波電容Cf構(gòu)成，其中S1和S2控制信號相互交錯180°，飛跨電容電壓uCy=uo/2。該變換器的輸出電壓uo和輸出電流io的極性均只能為正，能量只能由輸入向輸出單方向傳遞，即該變換器工作于第一象限，如圖2(a)所示。

為了使上述變換器的輸出電流io可以反向流通，在開關(guān)管S1、S2兩端分別反并一個二極管(組合后分別統(tǒng)稱為開關(guān)管S1a和S2a)，并在續(xù)流管D1、D2兩端分別反并一個開關(guān)管(組合后分別統(tǒng)稱為開關(guān)管S4a和S3a)，如圖3所示，其中S1a和S4a互補導(dǎo)通，S2a和S3a互補導(dǎo)通，S1a和S2a控制信號仍然相互交錯180°。此時輸出電壓uo極性始終為正，輸出電流io極性可以為正或負，即該變換器能夠在第一、二象限工作，如圖2(b)所示。

圖1 Boost型三電平DC/DC變換器Fig.1 Boost Type TL DC/DC converter

圖2 Boost型三電平變換器的工作象限Fig.2 Working quadrant of Boost type TL converter

將圖3中輸入電壓ui和開關(guān)管S1a、S2a、S3a、S4a分別反置，可得到一個相對于參考電位點B的輸出電壓負極性電流雙象限的Boost型三電平DC/DC變換器，如圖4所示。其輸出電壓uo極性為負，輸出電流io極性可正可負，故該電路能夠在三、四象限工作，如圖2(c)所示。

將圖3和圖4中的電路進行組合，可得到一個能夠在4個象限工作(如圖2(d)所示)的Boost型三電平AC/AC變換器，如圖5所示。該電路根據(jù)占空比D的大小去調(diào)節(jié)輸入濾波電感后端(A點)電壓uAB，從而得到所需輸出電壓，詳見后文所述。

圖3 輸出電壓正極性電流雙象限Boost型三電平DC/DC變換器Fig.3 Boost TL DC/DC converter with output voltage positive and current two-quadrant

圖4 輸出電壓負極性電流雙象限Boost型三電平DC/DC變換器Fig.4 Boost TL DC/DC converter with output voltage negative and current two-quadrant

圖5 Boost型三電平AC/AC變換器Fig.5 Boost Type TL AC/AC converter

2 工作原理

在一個輸出電壓周期內(nèi)，根據(jù)輸出電壓極性，可將變換器分為uo>0和uo<0兩種工作情況。當(dāng)uo>0時，使b組開關(guān)管恒通，a組開關(guān)管高頻通斷，電路等效為輸出電壓正極性電流雙象限Boost型三電平DC/DC變換器，工作在一、二象限；當(dāng)uo<0時，使a組開關(guān)管恒通，b組開關(guān)管高頻通斷，電路等效為輸出電壓負極性電流雙象限Boost型三電平DC/DC變換器，工作在三、四象限。僅以uo>0為例分析其工作原理。

為了便于分析，假設(shè)飛跨電容電壓uCy近似等于輸出電壓的一半uo/2。

2.1 占空比D>0.5時

當(dāng)占空比D>0.5時，變換器工作的主要波形如圖6所示。在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，變換器存在4種開關(guān)模態(tài)，如圖7所示。其工作過程描述如下：

1)開關(guān)模態(tài)1[t0，t1]

如圖7(a)所示，t0時刻，開關(guān)管S1a、S2a導(dǎo)通，S3a、S4a關(guān)斷。在電源ui作用下，電感Lf儲存能量，其電流iLf線性增加。飛跨電容電壓uCy保持不變。A、B兩點壓降uAB=0。iLf增加量為：

(1)

2)開關(guān)模態(tài)2[t1，t2]

在t1時刻，開關(guān)管S1a、S3a導(dǎo)通，S2a、S4a關(guān)斷，電感Lf釋放能量，其電流iLf線性減小。飛跨電容充電，其電壓uCy上升，如圖7(b)所示。 A、B兩點壓降uAB=uCy，約為uo/2。iLf減小量為

(2)

3)開關(guān)模態(tài)3[t2，t3]

t2時刻，開關(guān)管S1a、S2a導(dǎo)通，S3a、S4a關(guān)斷，其工作過程同模態(tài)1，如圖7(c)所示。

4)開關(guān)模態(tài)4[t3，t4]

t3時刻，開關(guān)管S2a、S4a導(dǎo)通，S1a、S3a關(guān)斷，其工作過程與模態(tài)2類似，區(qū)別在于，此時飛跨電容放電，其電壓uCy下降，如圖7(d)所示。A、B兩點壓降uAB=uo-uCy，約為uo/2。

圖6 占空比D>0.5時的主要波形Fig.6 Main waveform @ D>0.5

圖7 占空比D>0.5時各個模態(tài)的等效電路Fig.7 Equivalent circuit of each mode @ D>0.5

2.2 占空比D<0.5時

當(dāng)占空比D<0.5時，變換器工作的主要波形如圖8所示。在一個開關(guān)周期內(nèi)，變換器同樣存在4種開關(guān)模態(tài)，如圖9所示。其工作過程描述如下：

1)開關(guān)模態(tài)1[t0，t1]

如圖9(a) 所示，t0時刻，開關(guān)管S1a、S3a導(dǎo)通，S2a、S4a關(guān)斷。在電源ui作用下，電感Lf儲存能量，其電流iLf線性增加。飛跨電容充電，其電壓uCy上升。A、B兩點壓降uAB=uCy，約為uo/2。iLf增加量為：

(3)

2)開關(guān)模態(tài)2[t1，t2]

在t1時刻，開關(guān)管S3a、S4a導(dǎo)通，S1a、S2a關(guān)斷。電感Lf釋放能量，其電流iLf線性減小。飛跨電容電壓uCy保持不變，如圖9(b)所示。A、B兩點壓降uAB=uo。iLf減小量為

(4)

3)開關(guān)模態(tài)3[t2，t3]

t2時刻，開關(guān)管S2a、S4a導(dǎo)通，S1a、S3a關(guān)斷，其工作過程與模態(tài)1類似，如圖9(c)所示，區(qū)別在于，此時飛跨電容放電，uCy下降，A、B兩點壓降uAB=uo-uCy，約為uo/2。

4)開關(guān)模態(tài)4[t3，t4]

t3時刻，開關(guān)管S3a、S4a導(dǎo)通，S1a、S2a關(guān)斷，其工作過程同模態(tài)2，如圖9(d)所示。

圖8 占空比D<0.5時的主要波形Fig.8 Main waveform @ D<0.5

2.3 基本關(guān)系

變換器穩(wěn)態(tài)工作時，在一個開關(guān)周期內(nèi)iLf的增加量幾乎等于它的減小量。

在D>0.5時，由式(1)和(2)可得：

(5)

在D<0.5時，由式(3)和(4)可得：

(6)

無論D>0.5還是D<0.5，所有開關(guān)管上的電壓應(yīng)力均為：

uDS=uo-uCy=uCy=uo/2。

(7)

由式(5)、式(6)可以看出，Boost型三電平AC/AC變換器與Boost型兩電平AC/AC變換器的輸入輸出關(guān)系相同。

圖9 占空比D<0.5時各個模態(tài)的等效電路Fig.9 Equivalent circuit of each mode @ D<0.5

由圖6、圖8以及式(7)可以看出Boost型三電平AC/AC變換器中開關(guān)管的電壓應(yīng)力與兩電平時相比降低為輸出電壓的一半。

3 控制策略

若采用輸出電壓單閉環(huán)控制，不對飛跨電容電壓進行控制，則飛跨電容電壓uCy與輸出電壓一半uo/2相差較大，從而無法構(gòu)造出合適的中間電平，結(jié)果會造成四對交流開關(guān)管的電壓應(yīng)力嚴重不均等，無法降低為兩電平時的一半。為此，結(jié)合輸出電壓極性判斷，對輸出電壓和飛跨電容電壓進行聯(lián)合控制，其結(jié)構(gòu)框圖如圖10所示。

圖10 控制策略框圖Fig.10 Block diagram of control strategy

該控制策略主要分為輸出電壓閉環(huán)控制、飛跨電容電壓閉環(huán)控制、輸出電壓極性判斷、載波調(diào)制、邏輯調(diào)制5個部分組成。

輸出電壓反饋信號uo_f和輸出電壓基準信號uo_ref比較后，經(jīng)輸出電壓PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號uo_e；飛跨電容電壓反饋信號uc_f和飛跨電容電壓基準信號uc_ref(uo/2)比較后，經(jīng)電容電壓PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號uc_e；uo_e和uc_e分別乘以權(quán)重K1和K2后相加，再經(jīng)雙極性三角載波uc_1調(diào)制后得到高頻PWM信號uP2，同時uo_e和uc_e分別乘以權(quán)重K1和K2后相減，再經(jīng)雙極性三角載波uc_2(與uc_1相差180°相角)調(diào)制后得到高頻PWM信號uP3；輸出電壓采樣信號uo_f經(jīng)過零比較器得到低頻的輸出電壓極性信號uP1；uP1、uP2、uP3分別反向得到uN1、uN2、uN3；最后uN1分別和uP2、uN2、uP3、uN3相互邏輯與后得到開關(guān)管S1a、S2a、S3a、S4a的控制信號K1a、K2a、K3a、K4a，uP1分別和uP2、uN2、uP3、uN3相互邏輯與后得到開關(guān)管S1b、S2b、S3b、S4b的控制信號K1b、K2b、K3b、K4b。

4 實驗結(jié)果

基于上述分析，采用圖10所示控制策略，研制了一臺Boost型三電平AC/AC變換器原理樣機。其輸出電壓有效值為220V，頻率50Hz；Cfly=3.3 μF，Lf=0.6 mH，Cf=4.4 μF；采用電壓霍爾傳感器HNV-025A隔離采樣飛跨電容電壓；開關(guān)管選用IRFP460A；開關(guān)頻率fs=25 kHz。

圖11為輸入電壓等于90 V，占空比D>0.5時的實驗波形。

圖11 占空比D>0.5時的實驗波形Fig.11 Experimental waveforms at D>0.5

圖12為輸入電壓等于130 V，占空比D<0.5時的實驗波形。

圖12 占空比D<0.5時的實驗波形Fig.12 Experimental waveforms at D<0.5

從中可以看出，無論D>0.5或D<0.5，飛跨電容電壓uCy均為輸出電壓uo的一半；圖中uDS_S1a、uDS_S1b分別為開關(guān)管S1a和S1b的漏源兩端電壓，由圖11(d)和圖12(d)知，開關(guān)管電壓應(yīng)力均大致為uo/2，為兩電平時的一半；a組開關(guān)管在輸出電壓正半周高頻斬波，負半周恒通；b組開關(guān)管在輸出電壓正半周恒通，負半周高頻斬波；由圖11(c)知，當(dāng)D>0.5時，輸入濾波電感后端電壓uAB在0和uo/2之間變化；由圖12(c)知，當(dāng)D<0.5時，uAB在uo和uo/2之間變化。

輸出功率Po=100～500 W，兩種不同輸入電壓條件下的效率曲線，如圖13所示。其中曲線1、2分別為輸入電壓等于130 V、90 V時的效率。顯然，輸入電壓越高，則效率越高。

圖13 不同輸入電壓時的效率曲線Fig.13 Efficiency curves at different input voltages

5 結(jié) 論

1)提出了Boost型三電平AC/AC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)，其可看成是兩個輸出電壓極性相反的Boost型三電平DC/DC變換器組合而成。相比于Boost型兩電平AC/AC變換器，其通過增加開關(guān)管數(shù)量和引進飛跨電容，構(gòu)造了中間電平，可使開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低一半，濾波器重量體積大大減小，可用于高壓輸出場合。

2)當(dāng)占空比D>0.5和D<0.5時，Boost型三電平AC/AC變換器的工作模態(tài)和等效電路有所不同。針對飛跨電容電壓需跟隨輸出電壓一半的問題，提出了聯(lián)合控制輸出電壓和飛跨電容電壓的方法。

3)實驗驗證了所提出的拓撲結(jié)構(gòu)和控制策略的正確性和可行性。且實驗結(jié)果表明，采用該控制策略的Boost型三電平AC/AC變換器具有結(jié)構(gòu)簡單、輸出波形品質(zhì)好、控制容易等優(yōu)點。

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(編輯：張 楠)

Boost type three-level AC/AC converter

ZHANG You-jun， CHEN Ke， YE Xin， YANG Cheng-ming

(School of Mechanical and Electrical Engineering,Soochow University,Suzhou 215021,China)

Boost type three-level AC/AC converter was studied,which can be used in step-up occasion with high ac output voltage.Compared with the Boost type two-level AC/AC converter,by increasing the number of switch,introducing a flying capacitor and forming the middle voltage level,the voltage stress of switches in this converter is reduced half,and the volume and weight of its filter is also greatly reduced.Its topology was seen as a union of two Boost type three-level DC/DC converters with opposite output voltages.Its output voltage is in the same phase with the input,and the flying capacitor voltage of the converter is equal to half of the output voltage.The circuit operational principle was analyzed in detail,and a novel control strategy was given which can both control the output voltage and the flying capacitor voltage at the same time.A prototype was designed,and its experimental waveforms and measurement results were given.The experimental results verify correctness of the theoretical analysis and feasibility of the control strategy.

Boost type AC/AC converter；three-level；flying capacitor；voltage stress；control strategy

2016-01-24

國家自然科學(xué)基金(51477107)；中國博士后科學(xué)基金(2015M571805)；江蘇省博士后科學(xué)基金(1402107C); 江蘇省光譜成像與智能感知重點實驗室開放基金(30916014010407)；中央高校基本科研業(yè)務(wù)費專項資金南京理工大學(xué)近程高速目標探測技術(shù)國防重點學(xué)科實驗室2016年開放基金(30920130129625)；江蘇省高等學(xué)校大學(xué)生創(chuàng)新創(chuàng)業(yè)訓(xùn)練計劃項目(5731506915)

張友軍(1970—)，男，博士，副教授，研究方向為電力電子變換及其控制技術(shù)； 陳 可(1991—)，男，碩士，研究方向為電力電子變換及其控制技術(shù)； 葉 欣(1992—)，男，碩士研究生，研究方向為電力電子變換及其控制技術(shù)； 楊成明(1995—)，男，本科生，研究方向為電力電子變換及其控制技術(shù)。

張友軍

10.15938/j.emc.2017.03.007

TM 46

A

1007-449X(2017)03-0048-07