單相全橋諧振直流環節軟開關逆變器

王強， 單瑞香， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

單相全橋諧振直流環節軟開關逆變器

王強， 單瑞香， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

為提高逆變器的效率和簡化控制方式，提出一種單相全橋諧振直流環節軟開關逆變器。通過單獨開關控制輔助諧振電路，使直流環節電壓在逆變器主開關需切換時下降到零，逆變器的主開關可以實現零電壓開關，同時輔助開關也可以實現零電壓開關。而且，逆變器直流環節電壓不會超過直流源電壓。由于諧振過程和零電壓持續時間都較短，因而可以減少功率消耗和提高直流電壓的利用率。依據不同工作模式下的等效電路，分析其工作原理，結合相平面分析法研究其動力學行為，給出了軟開關實現條件和參數設計過程，搭建了實驗樣機。實驗結果表明逆變器的主開關和輔助開關都實現了軟開關，可以有效地降低該軟開關逆變器的開關損耗和提高其效率。

諧振；逆變器；軟開關；單獨開關；零電壓

0 引 言

隨著當今社會電力電子技術的快速發展，在直流變換器領域里軟開關技術取得了顯著的成就，使人們對在逆變器方面使用軟開關技術產生了濃厚的興趣。傳統硬開關會涉及如低的開關頻率、對環境的電磁干擾、高開關損耗和音頻噪聲等問題[1]，因而軟開關技術就會顯得尤為重要。在20世紀80年代末，諧振直流環節軟開關逆變器由美國的Divan博士首次提出，由于其具有結構簡單、控制方式簡便的優點，該方面領域的專家給予了很大重視，是目前軟開關逆變器的主要發展方向。但是傳統的諧振直流環節軟開關逆變器在很多方面還面臨著不少問題，如電壓應力大，諧振電壓的峰值過高，電壓過零點的時刻難以與逆變器開關時刻同步[2]。

文獻[3]提出的諧振直流環節逆變器雖然輔助電路里只使用了1個輔助開關，但輔助電路的無源器件除了1個諧振電感外，還有兩個相互耦合的諧振電感，輔助電路結構相對復雜，較難控制，且其諧振電壓峰值高于直流源電壓。文獻[4-7]提出的軟開關逆變器雖然其直流環節電壓峰值沒超過直流源電壓，但其輔助電路設置了3個輔助開關，控制相對繁瑣。文獻[8-10]提出的箝位諧振直流環節逆變器的電壓雖然被嵌位在直流源電壓的1.3倍附近，但是需額外設置箝位開關、箝位電容等輔助元件才可以實現其功能，會增加硬件成本。

本文提出了一種新型單相全橋諧振直流環節軟開關逆變器，對上述的缺點和不足進行了改進，且具有以下特點：1)輔助諧振電路只有1個輔助開關器件，控制相對簡單，且直流環節電壓沒有超過輸入直流電源電壓，主開關和輔助開關都可以實現零電壓開關；2)輔助諧振電路的諧振元件只使用了1個諧振電感和1個諧振電容，且諧振電容的端電壓可近似認為恒定，電路結構與控制都相對簡單；3)諧振過程時間較短，消耗的功率較小，且直流環節零電壓持續時間短，直流電壓的利用率得以提高。本文通過一個開關周期內不同工作模式的等效電路圖，對每個模式的工作方式做了詳盡的分析，給出了軟開關實現條件和參數設計過程，并建立起了輔助諧振電路損耗的數學模型，最后用實驗去驗證上述的新型拓撲電路的有效性。

1 電路結構和基本工作原理

1.1 電路結構

圖1為單相全橋諧振直流環節軟開關逆變器配置圖，由直流電源Edc、輔助諧振電路，橋式逆變器和阻感性負載構成。直流環節開關Sdc、緩沖電容Cdc、反并聯二極管Ddc、諧振電感Lr和諧振電容Cr共同構成了輔助諧振電路，橋式逆變器由開關S1-S4，反并聯二極管D1-D4和緩沖電容Ca組成。橋式逆變橋應遵循如下原則：(a)正向功率轉移：當輸出為正半周期時，S1-S2工作，續流由S2-D4(或S1-D3)完成。當輸出為負半周期時，S3-S4工作，續流由S4-D2(或S3-D1)完成；(b)反向功率轉移：當V0為正時， D1-D2參與功率轉移，續流由S4-D2完成；當V0為負時，D3-D4參與功率轉移，續流由S2-D4完成。為簡化分析做以下假設：1)各個元件的運行可以認為在理想條件下；2)諧振電感與負載電感相比很小，因而逆變橋開關狀態過渡瞬間的負載電流可以等效為恒流源I0；3)用Si、Sa等效逆變器的主開關器件，用Di、Da等效與其反并聯的二極管。具體等效原則：(a)正向功率轉移：當輸出在正半周期時，開關Si等效于S1，開關Sa等效于S4且一直保持關斷(在負半周期到來時，負載電流I0將流過S4)；當輸出在負半周期時，開關Si等效于S3，開關Sa等效于S2且一直保持關斷(在正半周期到來時，負載電流I0將流過S2)。(b)反向功率轉移：當V0為正時，開關Si等效于S1(在V0的負半周期到來時，負載電流I0將流過D3)，開關Sa等效于S4；當V0為負時，開關Si等效于S3(在V0的正半周期到來時，負載電流I0將流過D1)，開關Sa等效于S2；4)電容Cs為Cdc和橋式逆變器的緩沖電容Ca的等效電容，其大小為Cs=Cdc+2Ca；5)由于諧振電容Cr足夠大，因而通過它的電壓近似恒定為Ea，且遠小于直流源Edc，可以設Edc=(10-20)Ea。圖1所示的拓撲結構可等效為圖2所示的電路，各部分的電流和電壓的正方向如圖1、2所示。

1.2 基本工作原理

正向功率轉移以輸出在正半周期為例，對其工作原理進行分析，在一個開關周期內本電路分為7個工作模式，電路的特征工作波形與工作模式的等效電路分別如圖3、圖4所示，由于等效開關Sa一直關斷，因而工作模式分析中，Sa可以忽略。

圖1 諧振直流環節逆變器主電路Fig.1 Main circuit of resonant DC-link inverter

圖2 諧振直流環節逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of resonant DC-link inverter

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

模式1(t0～t1)：在t0時刻，iLr(t0)=-Ia，uCs(t0)=Edc，負載電流I0從二極管Da續流，電感Lr與電容Cs諧振，Cs放電，Lr被充電，uCs逐漸減小，iLr逐漸增大，在t1時刻，當uCs衰減至零時，模式1結束。本模式運動軌跡如圖5(a)中t0-t1段，本模式運動曲線方程為

(1)

將uCs(t1)=0代入式(1)中，可以得到Lr的電流值Ib1為

(2)

本模式中uCs(t)，iLr(t)的表達式分別為

Eacos[ωr(t-t0)]。

(3)

iLr(t)= -Iacos[ωr(t-t0)]-

ωrCsEasin[ωr(t-t0)]。

(4)

Sdc關斷瞬間的電壓變化率為

(5)

本模式持續時間為

(6)

模式2(t1～t2)：在t1時刻，二極管Di導通，電感Lr的電流經Di反向線性減小，同時流經Da的電流線性減小，在t2時刻，當iLr為零時，流經Di的電流為零，因而其自然截止，模式2結束。本模式持續時間為

(7)

模式3(t2～t3)：在t2時刻，Si開通，由于開通前直流環節電壓為零，因而實現了零電壓開通，iLr線性增加，流經Da的電流線性減小，當iLr增至I0時，通過Da的電流為零，然后二極管Da的反向恢復電流開始流動，在t3時刻，當Da截止時，模式3結束。

trr是二極管Da的反向恢復時間，則反向恢復電流Irr的表達式為

(8)

本模式持續時間為

(9)

模式4(t3～t4)：在t3時刻，負載電流經開關Si流動，電感Lr與電容Cs諧振，Lr和Cs都被充電，iLr和uCs逐漸增大，在t4時刻，uCs增加為Edc時，iLr達到最大值Ip1，模式4結束。本模式的運動軌跡如圖5(a)中t3～t4段。本模式的運動曲線方程為

(10)

將uCs(t4)=Edc代入式(10)中，得Lr最大電流值Ip1為

(11)

本模式中uCs(t)，iLr(t)的表達式分別為

uCs(t)= (Edc-Ea){1-cos[ωr(t-t3)]}+

Irrωrsin[ωr(t-t3)]。

(12)

iLr(t)=I0+Irrcos[ωr(t-t3)]+

(13)

本模式持續時間為

(14)

模式5(t4～t5)：在t4時刻，二極管Ddc導通。iLr流經Ddc線性減小，在t5時刻，流過Lr的電流衰減為I0時，Ddc自然截止，模式5結束。本模式持續時間

(15)

模式6(t5～t6)：在t5時刻，Sdc開通，因為Sdc開通前兩端電壓為零，所以完成了零電壓開通。iLr經開關Si線性減小為零，此時流經Sdc的電流增至I0，然后iLr開始經Sdc反向增加，iSdc也持續增加，在t6時刻，當通過電感Lr的電流達到設定值-Ib2時，開關Si斷開，由于并聯緩沖電容的存在，開關Si實現了軟關斷，模式6結束。本模式持續時間為

(16)

模式7(t6～t7)：在t6時刻，Da導通，負載電流I0從Da續流，iLr反向線性增加，在t7時刻，當iLr為-Ia時，開關Sdc關斷，電容Cs降低了Sdc的電壓上升率，Sdc實現了零電壓關斷，模式7結束。本模式持續時間為

(17)

然后電路從模式1繼續工作，開始下一個開關周期。至此，一個開關周期的電路曲線運動方程建立完成，可以繪制出相平面上的運動軌跡，如圖5(a)所示。

圖5 諧振直流環節逆變器的相平面Fig.5 Phase-plane of resonant DC link inverter

反向功率轉移以V0為正為例，來分析電路的工作原理，一個開關周期內可以分為8個工作模式，圖6、圖7分別為電路的特征工作波形與工作模式的等效電路。

圖6 電路的特征工作波形Fig.6 Characteristic waveforms of circuit

圖7 各工作模式的等效電路Fig.7 Equivalent circuits under different operation modes

模式1(t0～t1)：在t0時刻，iLr(t0)=-Ia，uCs(t0)=Edc，負載電流I0經Di流向直流環節，電感Lr與電容Cs諧振，電容Cs放電，電感Lr被充電，uCs逐漸減小，iLr逐漸增大，在t1時刻，當uCs衰減至零時，模式1結束。本模式運動軌跡如圖5(b)中t0-t1段，本模式運動曲線方程為

(18)

將uCs(t1)=0代入到式(18)中，可以得到Lr的電流值Ib3為

(19)

本模式中uCs(t)，iLr(t)的表達式分別為

Eacos[ωr(t-t0)]。

(20)

iLr(t)= -(Ia-I0)cos[ωr(t-t0)]-

ωrCsEasin[ωr(t-t0)]-I0。

(21)

本模式持續時間為

(22)

模式2(t1～t2)：在t1時刻，二極管Da導通。電感Lr的電流經Da反向線性減少，在t2時刻，當iLr為-I0時，二極管Da截止，模式2結束。本模式持續時間為

(23)

模式3(t2～t3)：在t2時刻，Sa開通，由于開通前直流環節電壓為零，Sa實現了零電壓開通。負載電流I0經Sa續流，Lr的電流反向線性減少，在t3時刻，當iLr為零時，二級管Di截止，模式3結束。本模式持續時間為

(24)

模式4(t3～t4)：在t3時刻，開關Si開通，由于開通前，直流環節電壓為零，Si實現了零電壓開通，iLr經Si，Sa線性增加，在t4時刻，當iLr為Ib4時，模式4結束。本模式持續時間為

(25)

模式5(t4～t5)：在t4時刻，Si關斷，在Cs的作用下，Si的端電壓不能突變，因而實現了零電壓關斷，電感Lr與電容Cs諧振，Lr和Cs都被充電，iLr和uCs逐漸增大，在t5時刻，當uCs增加為Edc時，iLr達到最大值Ip2時，模式5結束。本模式的運動軌跡如圖5(b)中t4～t5段。該模式的運動曲線方程為

(26)

將uCs(t5)=Edc代入到式(26)中，得到Lr的最大電流值Ip2為

(27)

本模式中uCs(t)，iLr(t)的表達式分別為

(28)

iLr(t)=Ib4cos[ωr(t-t4)]+ωrCs(Edc-Ea)sin[ωr(t-t4)]。

(29)

本模式持續時間為

(30)

模式6(t5～t6)：在t5時刻，二極管Ddc導通。iLr經Ddc線性減小，在t6時刻，當iLr減為零時，Ddc自然截止，模式6結束。本模式持續時間為

(31)

模式7(t6～t7)：在t6時刻，Sdc開通，因為Sdc開通前兩端電壓為零，所以Sdc完成了零電壓開通。iLr經Sdc反向線性增大，在t7時刻，當iLr為-Ib5時，模式7結束。本模式持續時間為

(32)

模式8(t7～t8)：在t7時刻，開關Sa關斷，由于緩沖電容的存在，因而實現了軟關斷。二級管Di開始導通，負載電流I0經Di流向直流環節，iLr反向線性增加，在t8時刻，當iLr為-Ia時，開關Sdc斷開，且電容Cs降低了Sdc的電壓上升率，Sdc實現了零電壓關斷。模式8結束。本模式持續時間為

(33)

然后電路從模式1繼續工作，開始下一個開關周期。至此，一個開關周期內的電路的曲線運動方程建立完成，可以繪制出相平面上的運動軌跡，如圖5(b)所示。

1.3 軟開關實現條件及設計規則

以下分析以正向功率轉移為例，反向功率轉移的分析方式與其相似，因此不再分析。

1)為確保Sdc實現零電壓關斷，器件允許的電壓變化率應大于等于其開通瞬間的電壓變化率，即

(34)

2)為確保Sdc實現零電壓開通和逆變器正常向負載供電，Sdc應在t4-t5時間段內開通，Sdc處于開通狀態的時間TSdc(on)應滿足

T6+T7≤TSdc(on)≤T5+T6+T7。

(35)

3)為使逆變橋上的主開關Si實現零電壓開關，直流環節的電壓必須減為零，由于Edc遠大于Ea，因而Ea可以忽略，由式(3)可得

(36)

4)為了限制反并聯二極管Da因反向恢復電流引發的損耗，因而其反向恢復電流的變化率應不大于設定值A。即

(37)

5)諧振電容Cr與諧振電感Lr的諧振頻率fr與開關頻率fc相比應該很小，諧振頻率fr為

(38)

6)為確保逆變器橋臂上的主開關可以實現零電壓開通，同時便于控制，在實際應用中軟開關逆變器的主開關的切換時刻與硬開關逆變器相比要滯后時間Td，以確保逆變器主開關在直流母線電壓下降為零時開始切換，為實現這一目的，需要滿足T1≤Td，即

(39)

7)流過諧振電感Lr的最大電流過大會對輔助電路的損耗產生影響，因而其應不大于兩倍負載電流最大值I0max。由式(11)可以得到

(40)

8)由于諧振過程中會產生功率損耗，因而逆變器直流環節電壓上升和下降的時間不宜過長，因而要設定時間Tv，使T1≤Tv和T4≤Tv，以減少損耗。由式(6)和式(14)得

(41)

(42)

9)逆變器對直流電壓的利用率會隨著直流環節零電壓持續時間的增長而減小，因而每個開關周期的零電壓持續時間Tz不宜過長，零電壓持續時間與開關周期T之比小于等于設定值B，即

Tz=T2+T3≤BT。

(43)

為在全負荷范圍內可以實現軟開關，并盡可能減少損耗，當負載電流取最大值時，Lr、Cs、Cr、Ia的取值應滿足式(34)至式(43)。

2 輔助電路功率損耗的理論分析

逆變橋上的主開關為零電壓開關，開關損耗為零；Sdc實現了零電壓開關，開關損耗為零；但是Sdc反并聯二極管Ddc存在通態損耗。在理想狀態下，Lr、Cs和Cr的功耗可以近似為零，原因是其電阻值很小。輔助開關Sdc與二極管Ddc通態壓降可分別設為VCE和VEC，開關頻率為fc。

Sdc及Ddc的通態功耗PSdc和PDdc可表示如下：

(44)

(45)

輔助諧振電路的總功耗Padd可表示如下：

Padd=PSdc+PDdc。

(46)

將Irr和Xr1的表達式代入式(45)，根據式(46)，輔助諧振電路的總功耗Padd可表示如下：

(47)

接下來用Padd分別對Lr，Cs，Ib2，Ia求偏導，來研究Lr，Cs，Ib2和Ia的變化對功率損耗的影響。

(48)

由式(48)和式(49)可知其偏導都大于零，因而輔助諧振電路的功率損耗會隨著Cs和Lr增大而增大，所以在滿足軟開關實現條件和設計規則的前提上，Lr和Cs盡量取較小值。

(50)

(51)

由式(50)和式(51)可知其偏導都大于零，因而輔助諧振電路的功率損耗會隨著Ia和Ib2增大而增大，所以在滿足軟開關實現條件和設計規則的前提上，Ia和Ib2盡量取較小值。

3 參數設計過程

參照軟開關實現條件及功率損耗分析，參數的設計過程如下。

已知實際電路參數和性能指標：單相全橋軟開關逆變器樣機額定輸出功率P0=4 kW，負載電阻R0=12 Ω，負載電感L0=1 mH，最大輸出電流I0max=25 A，逆變器的直流電源電壓Edc=400 V，輸出電壓V0=220 V，緩沖電容Ca=Cdc=20 nF，開關器件允許的關斷瞬間電壓變化率(du/dt)r=300 V/μs，二極管Da的反向恢復時間trr=120 ns，每個開關周期的直流母線電壓上升和下降的規定時間Tv≤5 μs，反向恢復電流的變化率設定值A≤7 A/μs，每個開關周期內直流母線零電壓持續時間Tz與開關周期T的比值B≤0.2。開關頻率fc=10 kHz。

設計過程：諧振電容滿足Cs=Cdc+2Ca=60 nF，由于Edc=(10-20)Ea，可取Ea=(1/13)Edc，即Ea=30 V。

根據式(37)，為限制反并聯二極管Da因反向恢復電流引發的損耗，需滿足

(52)

考慮到Lr對輔助諧振電路損耗的影響，理論上應取Lr=53 μH，但是為留有一定的裕量，實際上取Lr=60 μH。

根據式(34)和式(36),為確保Sdc實現零電壓關斷和主開關Si可以實現零電壓開關，需要滿足

(53)

(54)

可以得到初始電流值Ia的范圍，即12.6 A≤Ia≤18 A，考慮到Ia對輔助諧振電路損耗的影響，因而取較小值13 A。

由于諧振電容Cr與諧振電感Lr的諧振頻率fr與開關頻率fc相比應該很小，可以認為諧振頻率fr為3 kHz，由式(38)得

(55)

由于trr=120 ns，由式(8)得到反向恢復電流Irr為

(56)

將上述數據代入式(40)，可以得到通過諧振電感Lr的最大電流值為

(57)

所以參數設計的Ip1滿足諧振電流最大值的要求。

(58)

因此，當Td=2.26 μs時，可以確保逆變器的主開關可以在直流母線電壓下降到零時完成切換，保證了零電壓開通的實現。

由式(41)、(42)和(43)可以得到

T1=2.26 μs≤Tv。

(59)

T4=3 μs≤Tv。

(60)

(61)

通過式(59)、式(60)得出逆變器直流環節電壓可以在規定時間Tv內完成上升和下降，由式(61)可以得出直流母線零電壓持續時間Tz滿足設計要求。

為確保Sdc實現零電壓開通和逆變器正常向負載供電，根據式(35)可得輔助開關Sdc開通時間的范圍為

(62)

即62 μs≤Ton(Sdc)≤85 μs，因而Ton(Sdc)可以取為70 μs，則輔助開關Sdc的占空比為

ρSdc=Ton(Sdc)fc=0.7。

(63)

根據直流電源電壓和諧振電流最大值，可以確定電路中開關器件承受電壓不超過400V，承受的電流不超過35A，據此來選擇開關器件。

至此，參數設計完畢，以上實際電路參數的設計完全依據軟開關實現條件設計規則和功率損耗分析，可以保證電路在全負荷范圍內都實現軟開關。

4 實驗結果

為證明該軟開關逆變器的有效性，根據圖1搭建了一臺實驗樣機，實驗參數選取如下：直流電源電壓Edc=400 V，負載電阻R0=12 Ω，負載電感L0=1 mH，逆變器最大輸出電流I0max=25 A，輸出功率P0=4 kW，諧振電感Lr=60 μH，緩沖電容Ca=Cdc=20 nF，輸出頻率f0=50 Hz，開關頻率fc=10 kHz，主開關切換滯后時間Td=2.26 μs，輔助開關Sdc的占空比為0.7。

圖8(a)描述的實驗波形為諧振電感電流iLr和諧振電容電壓uCs的波形，可以看出uCs存在零電壓凹槽，與圖3的特征工作波形基本吻合。圖8(b)的實驗波形為Sdc電壓uSdc和Sdc電流iSdc在輔助開關Sdc開通和關斷時的變化情況，由于Sdc開通前，其端電壓已先降為零，繼而iSdc開始上升，Sdc完成零電壓開通，Sdc關斷時，Sdc的電壓以較低的變化率增大,Sdc可以實現零電壓關斷。圖8(c)描述的波形為逆變器的主開關S1的開關狀態發生切換時其端電壓和電流變化情況，觀察圖8(c)可以發現在S1開通和關斷過程中iS1和uS1的波形沒有重疊區，開關損耗可以明顯減小，比硬開關逆變器占有優勢。圖8(d)描述的波形為當輸出頻率為50 Hz時，單相全橋逆變器輸出電流i0的波形變化情況，可以看出逆變器輸出電流的波形較平滑，無明顯畸變。

圖8 實驗波形Fig.8 Experimental waveforms

所設計的單相全橋軟開關逆變器在效率方面存在優勢，為驗證其優勢所在，在基本相同的前提下和硬開關逆變器進行效率對比實驗，二者的輸出電壓基本保持恒定為220 V，通過使用合適阻值的負載電阻，使二者的輸出功率都可以達到4 kW，然后對硬開關逆變器和軟開關逆變器的輸入功率進行測量，最后得到二者的效率，即輸出功率與輸入功率的比值。考慮到讀取時由于各種原因可能存在誤差，所以要采取多次測量取平均值的方式以盡可能的減小誤差。在輸出功率為4 kW時，軟開關逆變器的實測效率達到96.8%，比硬開關逆變器的效率增加了2.3%。在相同條件下，也對本文提出的軟開關逆變器和文獻[7]提出的諧振直流環節軟開關逆變器進行了效率對比測試，測試方式如上，本文提出的軟開關逆變器在輸出功率4 kW時的實測效率與文獻[7]提出的諧振直流環節軟開關逆變器相比，效率提高了1.2%，這是因為本文提出的逆變器的直流環節電壓與文獻[7]相比更低，而且本文電路的零電壓持續時間與諧振時間很短，在其它時間，電壓基本保持平穩，有效降低了直流環節的損耗和提高了直流電壓的利用率，效率會更高；而文獻[7]提出的諧振直流環節逆變器在主開關不需要切換時，直流環節電壓也會發生大幅度波動，對效率的提高會產生進一步的影響。

5 結 論

本文設計了一種新型單相全橋諧振直流環節軟開關逆變器，和其他文獻提出的同類型逆變器相比具有以下優點：輔助諧振電路只含有1個輔助開關器件，控制相對簡單，且直流環節電壓沒有超過輸入直流電源電壓。通過實驗得出如下結論：

1)逆變器的開關器件可以在直流母線電壓下降到零時開通，實現零電壓開通；

2)在諧振電路工作過程中，逆變器的輔助開關實現了零電壓開通與關斷，且承受的最大電壓值沒超過直流電源電壓；

3)逆變器輸出電流的控制效果較好，電流波形基本無畸變；

4)實測效率在輸出功率達到4 kW時可達到96.8%，和硬開關逆變器，相似類型的軟開關逆變器相比效率更高。

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(編輯：張 楠)

Single-phase full-bridge resonant DC-link soft-switching inverter

WANG Qiang， SHAN Rui-xiang， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

A single-phase full-bridge resonant DC-link soft-switching inverter was proposed to improve the efficiency and simplify the control method.When main switches in the inverter needed operating,the DC-link voltage decreased to zero via the single switch which controlling the resonance of the auxiliary circuit.Then all main switching devices in the inverter were operated under zero-voltage condition and auxiliary switching device was also operated under zero-voltage condition.The voltage across the DC-link inverter devices was limited to the input source voltage.Because the process of the resonant and the zero-voltage time was short,it could reduce the power loss and improve the efficiency by using the DC-source voltage.The operation principle was analyzed based on the equivalent circuits at different operation modes.The phase-plane analysis technique was established in order to study transient dynamics.The conditions of soft-switching and the process of parameter design were also achieved.A laboratory prototype was built.The experimental results demonstrate that soft-switching operation of all switching devices are realized.Therefore,the soft-switching inverter presented effectively reduces switching loss and improves efficiency.

resonant; inverter; soft-switching; single switch; zero voltage

2015-07-12

國家自然科學基金(51207069); 遼寧石油化工大學國家級科研項目培育基金(2016016)

王 強(1981—),男,博士,副教授,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制; 單瑞香(1990—),女,碩士研究生,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制; 王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向為電力系統繼電保護; 劉曉琴(1975—),女,博士研究生,副教授,研究方向為電力系統故障診斷。

王 強

10.15938/j.emc.2017.03.006

TM 464

A

1007-449X(2017)03-0038-10