1kW光伏逆變系統的設計

陳 曉

（安陽工學院機械工程學院，河南安陽455000）

在能源需求急劇增加而化石能源日益緊張的背景下，太陽能作為一種取之不盡的、無污染的可再生能源已成為當今最熱門的能源開發應用的課題之一，它也必將是21世紀最重要的能源之一。因此對光伏發電系統的研究設計無疑具有極大應用價值和現實意義[1]。中小型的光伏發電系統由于其體積小，成本低等特點，在光伏建筑集成發電系統、城市居民發電系統和中小規模光伏電站中占有獨特的優勢，其發展最為迅速。

逆變器作為光伏系統的核心，是整個系統的主要環節，其設計的好壞直接影響到整個系統的高效性、快速性和穩定性。目前的光伏逆變器基本上是單一用途：或并網工作運行，或獨立工作運行[2]。本文針對中小型光伏發電系統的特性，設計了一種48V/220V/50Hz、1kW的獨立/并網雙工模式逆變系統。該逆變系統即可獨立工作又可并網運行。當電網正常時，逆變器可向負載和電網同時供電，完成并網模式工作；而在電網不正常時，逆變器可以自行從電網斷開，僅為負載供電，實現獨立模式工作。

1 設計方法

1.1 總體設計思路

整個系統采用兩級式結構：前級為隔離式DC/DC變換器，實現電壓調整，將光伏陣列輸出的直流低壓電升至直流高壓電，同時實現隔離作用；后級為DC/AC變換器，實現獨立/并網雙模式工作，既能輸出正弦交流電供普通用戶使用，也可以實現輸出電流并網。

圖1示出設計的光伏逆變器的整體結構。采用AVR單片機ATMEGA64為主控芯片，對整個系統實行控制、檢測、反饋和保護。前級DC/DC電路采用移相全橋電路，使用UC3875生成PWM驅動信號，主控芯片為其提供同步信號和軟件保護信號。后級全橋逆變電路采用單極性倍頻SPWM調制，使用硬件電路產生PWM驅動信號，獨立逆變時通過檢測交流輸出電壓作為反饋，利用PID調節輸出電壓波形，并網逆變時通過檢測交流輸出電流作為反饋，利用PID調節輸出電流波形。通過欠壓、過壓、過流、過熱等一系列的采樣檢測電路對系統實現保護。監控系統以ATMEGA8為控制芯片，通過RS232通信與主控芯片實現數據的顯示，并對逆變器進行控制，LED和LCD顯示逆變器運行的各種參數，通過按鍵可以設置這些參數，使用蜂鳴器和錯誤指示信號燈提供報警。通過RS232與上位PC機實施遠程實時監控。

1.2 關鍵部分設計

1.2.1 DC/DC變換器

DC/DC變換器的工作原理是：先將經濾波后的光伏陣列輸出電壓逆變為高頻方波電壓，然后經高頻變壓器隔離傳輸、電壓調整，再通過不可控全橋整流，變換為后級所需的直流電壓。

根據光伏發電系統的工作特性，選用隔離型全橋DC/DC變換電路作為系統前級DC/DC變換器。這種變換器在中高輸入電壓、中大功率輸入場合具有較大優勢，能夠適應較寬范圍的輸入[3]。

在實際應用中，為了縮小變換器的體積，需要大幅度提高開關頻率，這就加大了開關損耗，降低了效率[4]，故本文采用一種移相ZVS DC/DC全橋變換電路來解決上述問題，電路如圖2所示。其中，直流輸入電壓為Uin，直流輸出電壓為Uh，VTi（i=1，2，3，4）是主功率管，TR是高頻變壓器，其原副邊繞組匝數比n=N1N2（N1：原邊匝數，N2：副邊匝數），VDi（i=1，2，3，4）是整流二極管，Cb是隔直電容，Lf和Cf是輸出濾波電感和電容。

采用移相控制方式的ZVS全橋變換器中每只開關管具有相同寬度的驅動脈沖，通過移相錯位，讓超前橋臂（VT1、VT2）的驅動電壓領先于滯后橋臂（VT3、VT4）一個相位，并為同一橋臂的兩個開關管設置死區時間。控制波形如圖3所示。

由以上所述變換器工作原理可知，在移相控制下，變壓器的原邊可得到按某一占空比變化的正負半周對稱的交流方波電壓。正常情況下，變壓器正、負方向的方波“伏—秒”面積相等，磁通變化與方波脈寬成正比，且磁化曲線關于原點對稱。但是，一旦由于某種原因使得施加在變壓器正、負半周期的電壓不相等，或開關管導通脈寬不相等時，相當于疊加了一個直流電平，磁通將向某一方向逐漸增加，最終將導致變壓器磁感應強度飽和，變壓器過熱，器件毀壞[5]。所以，本文采用在變壓器原邊串聯隔直電容Cb的方法，將引起不平衡的直流電壓濾除掉，從而解決“偏磁”問題[6]。

1.2.2 DC/AC逆變器

由于前級DC/DC變換器的輸出等效于一個電壓源，決定了后級DC/AC環節是電壓型逆變器。這里采用目前應用最為廣泛的單相全橋式逆變電路，其電路結構如圖4所示。其中，VTi（i=5，6，7，8）是主功率管，Le和Ce是輸出濾波電感和電容。直流輸入電壓為Uh，交流輸出電壓為uo。

采用單極性倍頻SPWM的方式進行控制。倍頻式SPWM技術是用一個正弦調制波與兩個在相位上互補的載波信號分別進行SPWM調制，輸出電壓相當于兩個SPWM波形的代數相加，其消除和抑制諧波的效果相當于一個2倍載波頻率的常規SPWM[7]。其調制原理如圖5所示。

載波信號uc0和uc1互為反相，調制信號ug與uc0的交點形成脈沖序列ug1和ug2，作為一橋臂的驅動信號，而與uc1的交點構成的互補序列ug3和ug4，作為另一橋臂的驅動信號，這樣輸出ucd的脈動頻率正好是開關頻率的2倍。

使信號ug1控制開關管VT5，ug2控制開關管VT6，ug3控制開關管VT8，ug4控制開關管VT7。輸出電壓ucd的正半周是由ug1和ug3的與邏輯決定的。當ug1、ug3為高電平時，VT5和VT8導通，使得ucd=Uh；當ug1或ug3有一個為低電平時，則VT5和VT6或者VT7和VT8導通而使得ucd=0。因為在正半周內，ug1的高電平一直比ug3的高電平區寬，所以VT6和VT7不會同時開通，從而使得輸出電壓ucd中只包含Uh和0兩個電平。同理，在負半周輸出電壓ucd由ug2和ug4的與邏輯決定，它只包含0和-Uh兩個電平。

1.2.3 獨立/并網雙工模式的控制

由于設計的逆變器既可以獨立運行，又可以并網運行，兩種工作模式下的控制方法是不同的。

逆變器獨立運行時采用電壓控制模式，輸出電壓的反饋與正弦波參考電壓作比較，誤差信號經過PI調節后，得到兩路信號，再經過比較器與三角波作比較產生4路PWM信號驅動開關管。其控制系統框圖如圖6所示。

逆變器并網運行時采用電流控制模式，輸出電流的反饋與正弦波參考電壓作比較，誤差信號經過PI調節后，得到兩路信號，再經過比較器與三角波作比較產生4路PWM信號驅動開關管。其控制系統框圖如圖7所示。

由上述分析可知，兩種控制方法對應著兩個不同的電路，而對于這兩個電路的選擇切換，就通過芯片4053來實現。4053是一種由數字信號控制的模擬多路開關，也稱為模擬多路轉換器/信號分離器，它既可以傳輸數字信號，又可以傳輸模擬信號，而且信號能夠雙向傳輸，同時還允許模擬信號在全電源電壓范圍內變化[8]。

圖8為模式選擇部分電路。其中MOD_SEL為模式選擇信號，由單片機控制，REF_SIN為參考正弦信號，EA_OUT為誤差信號，IL_SENSE為電流反饋信號，VC_SENSE為電壓反饋信號。

當信號MOD_SEL=1時，為逆變器的獨立運行模式。三極管Q1導通，A=B=0，通道ax、bx打開。參考正弦信號REF_SIN由芯片a端輸入，ax端輸出，再與電壓反饋信號VC_SENSE作比較。經圖8所示的運放電路處理后的信號從bx端輸入，b端輸出，該信號即為誤差信號EA_OUT。

當信號MOD_SEL=0時，為逆變器的并網運行模式。三極管 Q1關斷，A=B=1，通道ay、by打開。參考正弦信號REF_SIN由芯片a端輸入，ay端輸出，再與電流反饋信號IL_SENSE作比較。經圖中所示的運放電路處理后的信號從by端輸入，b端輸出，該信號即為誤差信號EA_OUT。

2 設計實例

本文設計的1kW光伏逆變器主電路部分具體參數為：

（1）DC/DC變換電路：

輸入直流電壓Uin=35～75V，輸出直流電壓Uh=380V 。開關頻率 f=62.5kHz。VTi（i=1，2，3，4）采用IXFK180N10 MOS管，VDi（i=1，2，3，4）采用MUR8120整流二極管。變壓器變比N1:N2=8:95。濾波電感 Lf=1700μH，濾波電容Cf=780μF 。

（2）DC/AC逆變電路：

輸入直流電壓Uh=380V，輸出交流電壓u0=220V/50Hz。開關頻率 f=16kHz。VTi（i=5，6，7，8）采 用 47N60C3 MOS 管 。 濾 波 電 感Le=440μH ，濾波電容Ce=2.2μF 。

3 實驗結果

獨立逆變模式下，帶電阻性負載，逆變器的主要工作波形如圖9。

并網逆變模式下，逆變器的主要工作波形如圖10。

可見，在獨立逆變模式下，逆變器可以輸出理想的正弦電壓波形，在帶負載時，仍能保持良好的正弦性；在并網逆變模式下，逆變器輸出電流與電網電壓基本同頻同相，滿足多余的電能向電網傳送的需要。

4 結論

本文根據所介紹的光伏系統相關理論，成功地開發出1kW的光伏逆變器。該系統具有以下特點：

1）前級采用移相控制隔離型全橋DC/DC變換電路，并使用軟開關技術，降低開關損耗，實現變換器的高頻化、小型化、模塊化。

2）后級采用全橋DC/AC逆變電路，使用單極性倍頻SPWM控制，提高逆變橋輸出波形的頻率，有利于更好地抑制諧波。

3）采用了兩種控制策略，使用模式選擇電路以實現系統在獨立、并網兩種工作模式下的運行。

通過實驗得知，該系統可運行于獨立/并網兩種工作模式，可穩定輸出220V/50Hz純正弦交流電，帶載能力強，能廣泛應用于中小型光伏發電系統中。

[1]王章權.1kW光伏并網發電系統的實現[D].杭州：浙江大學，2006：9.

[2]楊子龍.并網/獨立雙模式逆變電源控制技術研究[D].秦皇島：燕山大學，2006：10.

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