基于碳化硅器件的發射機高壓電源設計

高 超

(電子科技大學 成都 611731)

0 引言

大功率高壓電源在環境保護、雷達、科學研究、醫療等領域發揮著不可替代的重要作用，其使用范圍也在不斷的拓展，為滿足在新領域的現實需要，迫切要求提高其功率密度。在當今世界體系的文明價值準則中，在應對非常規安全方面，迫切需要非致命性拒止武器系統(Non-Lethals Active Denial System)來防止恐怖分子、打擊海盜和應對游行示威引發的騷亂(見圖1)，而高壓脈沖電源是系統能量的提供者，但遺憾的是傳統高壓電源的體積都很龐大，常常以立方米來量度，重量達到幾百公斤，這嚴重制約了武器系統的機動性，因而對其體積小型化的研究在當下顯得十分必要。

近幾十年來，以碳化硅(SiC)和氮化鎵(GaAs)材料為代表的寬禁帶半導體器件的快速發展，為電源結構的簡化提供了另外一種思路。同硅相比較，碳化硅具有十倍以上的臨界電場強度、三倍的禁帶寬度和導熱率，可以使碳化硅器件工作在更高的環境溫度下、工作頻率更高、單個器件的耐壓也更高，而導通電阻卻更小。結溫高和導通電阻小能有效減化散熱器的體積和復雜程度，而提高開關頻率能降低濾波大電容的使用個數和減小變壓器、電感的體積，顯著提高了電源的功率密度和效率［1］(如圖2所示)。2012年科銳推出了封裝型1700V碳化硅肖特基勢壘二極管(SiC-SBD)，并已經有了商用的大功率碳化硅絕緣柵型場效應管(SiC-MOSFET)模塊［2］，這為替代傳統上使用硅IGBT作為大功率高壓電源的主開關打下了基礎，有著劃時代的意義。

圖1 非致命拒止武器系統的應用

本文提出了利用全碳化硅開關實現大功率高壓電源的一種新構想，通過采用一對碳化硅半橋開關模塊和碳化硅二極管的串聯整流來實現高壓電源模塊的小型化集成。在設計過程中，結合簡易數學推導，充分利用了SABER軟件的強大仿真功能，輕松的完成了整個主電路的設計，驗證了仿真和理論計算高度的一致性。

1 主電路設計

硅IGBT是傳統大功率高壓電源的主開關管，整流輸出則使用高壓硅堆。無論是硅IGBT還是高壓硅堆，它們的工作結溫都很低，所需配備的散熱系統龐大而復雜。尤其是硅堆，反向恢復時間長，市場上高壓硅堆的使用頻率只有幾十千赫茲，還需封裝在變壓器油箱之中，通過液體的流動來散熱，使用相當麻煩;而IGBT的關斷拖尾十分嚴重，導通電阻大，發熱量多，對于5kV-5kW量級的高壓電源而言，其典型工作頻率只有25kHz左右，這嚴重制約了大功率高壓電源工作頻率的提高，不利于大功率電感、高壓變壓器、高壓電容體積的減小和紋波的降低。

有相關資料指出，開關頻率提高十倍，電源功率密度增加一倍［3］。為了減小其體積，我們采用了以全碳化硅MOSFET加SiC-SBD的形式把開關頻率提高到了100kHz，即提高了四倍。日本的羅姆、美國的科銳［2］和 APEI［4］在碳化硅開關器件的研究上已經取得了突破性的進展，APEI的MOSFET模塊甚至能做到1.2kV-225A，頻率可達到500kHz。我們采 用 了 科 銳 的 1.2kV -100A、型 號 為CAS100H12AM1的全碳化硅MOSFET半橋模塊(實物見圖3)，整流二極管則使用了反向最大耐壓1700V的C3D10170H。主電路采用成熟的全橋轉換器;為了充分利用碳化硅MOSFET模塊的高頻率開關特性，采取了串并聯諧振模式，主電路的拓撲結構如圖4所示。Vin表示直流供電電源，Q1/D1、Q2/D2、Q3/D3和 Q4/D4代表四個 MOSFET開關(兩對半橋)組成了一個全橋，Cs是串聯諧振電容，Cp是變壓器分布電容在原邊的折算值，Lr是諧振電感，T是高頻高壓變壓器，D5、D6、D7和 D8代表SiC-SBD串聯的高壓整流器，Cout是高壓輸出濾波電容，RL表示負載，n是變壓器變比。在圖4中，Q1/Q4與Q2/Q3交替導通，采用電流斷續工作方式的模式二［5］。全部工作狀態分解為8個時間段，前4段的等效電路如圖5所示，而后4段和前4段是對稱的工作狀態，所以不再畫出等效電路。

圖3 CAS100H12AM1實物圖

圖4 主電路拓撲結構

圖5 主電路在4個時間段的等效電路圖

第1段時間Lr-Cs正向諧振，Cp電壓不變，開關零電流開通;第2段時間Lr-Cs-Cp反向諧振，開關零電壓關斷;第3段時間Lr-Cs諧振，諧振方向不變，Cp電壓不變;第4段時間為斷續狀態。對于模式二，要求開關導通時，Cp電壓已經上升到等效輸出電壓Ve(變壓器原邊電壓)。而在Cs-Cp電容的串聯回路中，流過兩個電容的電流相等，充電積分得到臨界式(1)。模式二的條件由式(2)約束。

2 設計難點解決

要提高高壓電源的開關頻率，有三個難點。第一、要設計出特征頻率很高的高變比變壓器，即變壓器漏感和寄生電容的乘積要小，必須滿足能夠實現軟開關的系統電路要求，同時要解決大功率變壓器的散熱問題。變壓器問題是制約開關頻率提高和升壓的主要障礙，因此采用了模塊化電源的方式，設計單個高壓模塊并進行串聯或并聯來實現高電壓大功率電源的(參考圖8)。在對模塊組合之前，首先要把各高壓模塊進行單獨封裝、做高壓絕緣處理，以防止打火，并聯的還要使用均流技術。對于高壓變壓器和高電位變壓器分別要按照式子⑶、⑷來確定它的試驗電壓USD，式中Ug是工作電壓，UO為變壓器所處的直流電位。

圖6 二極管串聯時的等效分布參數圖

第二個難點就是要解決二極管串聯的均壓問題。傳統的硅堆結電容Cr太大，反向恢復時間長，發熱量大，高頻率下需要散熱器散熱才能正常工作。因此采用多個反向電壓1700V的大電流SiC-SBD進行串聯整流。但是二極管的高壓串聯存在對地寄生電容Ce和對高壓端寄生電容Ch的影響(見圖6)［6］，從而造成二極管“U”形電壓串，要在一定程度上做均壓處理。通過在相對較低的輸出高壓下測出串聯的各二極管的兩端電壓，用公式［6］計算出它們的寄生參數，然后通過并聯電阻或者并聯電容來實現均壓。

第三個難點是高頻率開關下的大功率MOSFET的快速驅動、高低壓電氣隔離和在高溫下能保障正常工作的問題。采用能輸出高峰值電流的驅動器件IXDD614CI，并且用CPLD來控制，用寬帶脈沖變壓器進行隔離。對于主電路的連接則使用了疊層銅排技術來減小高頻大電流所帶來的趨膚效應。

在確定開關頻率和設計主電路參數時，首先從變壓器著手，以變壓器特征頻率來決定開關頻率和設計串并聯諧振參數。

3 仿真和結果

在文獻［5］中，對串并聯諧振開關模式進行了詳細的數學推導，并分別給出了簡易控制和優化控制的方法，對于優化控制只能局限于使用解析法。而根據仿真經驗，通過簡易計算，再利用SABER軟件進行快速仿真來驗證主電路設計的正確性也是可靠的。

取并聯諧振電容Cp為變壓器分布電容在原邊的等效值，假設一個開關周期T由串聯諧振周期T1和串并聯諧振周期T2相加而成，即令第3和第4段時間為零，有:

則:T=T1+T2。在文獻［5］中有式子:

其中iLr(max)是串聯諧振電流的最大值，Z0為串聯諧振阻抗，Vin為全橋輸入直流電壓，Ve為全橋輸出在變壓器原邊的等效電壓，VCs0為第一個開關開啟時串聯諧振電容Cs兩端的初始電壓。另外在區間T/2內，只有在區間0～T1/2中才為輸出貢獻能量，所以:

其中Io為高壓直流輸出電流，n為變壓器變比，Ie為T/2時間段內平均電流。根據大量的仿真經驗知道-Ve-VCs0的值很小，在仿真時忽略不計，所以令它為零，這樣處理后把式⑺和⑻合并成一個改為:

至此可以總結出:根據變壓器特征頻率，就確定了開關周期T，如果假定T1，則可以聯立解式(5)和(9)求出Lr和Cs的值，得到優化控制方式的近似諧振參數，然后再通過仿真的形式稍加調整串聯諧振周期T1即可。

設計變壓器輸出功率5kW，原邊電壓430V，輸出電壓5kV，變比12，其使用特征頻率為100kHz。對于三相輸入，整流后Vin=500V。通過前期對簡易控制進行仿真(取T1=T/2=5μs)，變壓器的漏感和分布電容符合串并聯諧振電路的設計要求。為了降低開關的電流應力，對電路重新進行優化設計，在保證不發生直通危險的前提下，增加了貢獻能量的區間長度T1/2=3．4μs。因此減短了開關的安全關斷區間長度(T2/2)到 1．6μs，把 T=10μs、T1=6．8μs代入式(5)和式(9)得:

通過(10)和(11)式子解出:Cs≈ 0.063μF，Lr≈18.6μH。

開關驅動信號脈寬為4μs，通過saber仿真主電路，如圖7所示，電感的諧振電流波形i(Lr)、串聯諧振電容的電壓波形V(Cs)和并聯諧振電容的電壓波形V(Cp)(即輸出電壓)都很滿足設計要求。仿真結果顯示:電感最大諧振電流約為28A，逆變器等效輸出電壓 Ve≈443．3V ，VCs0≈-426．8V ，串聯諧振周期約為6．82μs，與計算值基本一致。

最后將多個高壓模塊串起來，合并共用一對半橋開關，其仿真結果如圖8所示，輸出35kV-1A，通過開關的峰值電流約196A，小于開關最大脈沖電流的安全值。

4 結束語

碳化硅MOSFET和SBD開關具有結溫高、耐壓高、導通電阻小、無關斷拖尾和無反向恢復時間等優異特性，在大功率高壓電源中采用它們，可提高開關頻率，減小變壓器、電容器的體積，弱化紋波影響，能大幅度降低系統損耗和簡化散熱系統，最終可以很好的實現系統設備的集成小型化。工程實現的難點在于大功率高壓變壓器的設計。

圖7 主電路的仿真圖

圖8 多個高壓模塊串聯的仿真

［1］Mikael Ostling，Reza Ghandi and Carl-Mikael Zetterling.SiC power devices-present Status，applications and future perspective［C］.Proceedings of the 23rd International Symposium on Power Semiconductor Devices＆IC’s，2011，10-15.

［2］http://www.cree.com/Power/Landing-pages/module-products

［3］鄭新，李文輝，潘厚忠.雷達發射機技術［M］.北京:電子工業出版社，2006，297.

［4］http://www.apei.net/products/ape-ht-2000.aspx

［5］ 劉軍.LCC-SPRC高壓高頻大功率電除塵電源的理論分析與功率參數設計［D］.浙江:浙江大學，20-23.

［6］張仁豫，陳昌漁，王昌長.高電壓試驗技術［M］.北京:清華大學出版社，2009，237-241.