Ⅱ型不對(duì)稱三單元CHB逆變器的改進(jìn)型調(diào)制策略

摘 要：

與對(duì)稱型級(jí)聯(lián)H橋逆變器相比，混合級(jí)聯(lián)H橋逆變器具有使用較少級(jí)聯(lián)H橋單元輸出較多電平數(shù)的優(yōu)點(diǎn)，但混合級(jí)聯(lián)H橋逆變器在傳統(tǒng)調(diào)制策略下存在電流倒灌及其導(dǎo)致的能量反饋問題，針對(duì)Ⅱ型不對(duì)稱三單元混合級(jí)聯(lián)H橋逆變器存在的此類問題，提出一種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的調(diào)制策略，并對(duì)調(diào)制波進(jìn)行二次優(yōu)化，同時(shí)對(duì)所得脈沖進(jìn)行邏輯運(yùn)算及組合。所提策略剔除了存在電流倒灌的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)，解決了Ⅱ型不對(duì)稱三單元逆變器在傳統(tǒng)調(diào)制策略下存在的電流倒灌及能量反饋問題，降低了調(diào)制實(shí)現(xiàn)的難度，同時(shí)保證了輸出電能質(zhì)量。最后通過搭建直流電壓比為1∶2∶4的Ⅱ型不對(duì)稱三單元逆變器仿真模型及實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，分析并驗(yàn)證了所提調(diào)制策略的可行性及有效性。

關(guān)鍵詞：多電平逆變器；混合級(jí)聯(lián)；調(diào)制策略；電流倒灌；開關(guān)狀態(tài)優(yōu)化

DOI：10.15938/j.emc.2024.08.016

中圖分類號(hào)：TM464

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1007-449X（2024）08-0152-11

Improved modulation strategy for type Ⅱ asymmetric three cell CHB inverter

HU Wenhua， CHEN Zhuofan， WEN Senlin， PENG Xiugang

（School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）

Abstract：

Compared with the symmetrical cascaded H-bridge inverter， the hybrid cascaded H-bridge inverter has the advantage of using fewer cascaded H-bridge units to output more voltage levels， but the traditional modulation strategy of the hybrid cascaded inverter has the problems of current backflow and energy feedback. In order to solve the problem of current backflow and energy feedback in the traditional modulation strategy of Type Ⅱ asymmetric three-unit hybrid cascade H-bridge inverter， a modulation strategy of switching state function optimization was proposed， and on this basis， the modulation wave was optimized twice， and the pulse was logically calculated and combined. The proposed strategy eliminates the switching state function with current backflow， solves the current backflow and energy feedback problems existing in the traditional modulation strategy of type Ⅱ asymmetric three-unit inverter， reduces the difficulty of modulation realization， and ensures the output power quality. Finally， the feasibility and effectiveness of the proposed modulation strategy were analyzed and verified by setting up the simulation model and experimental platform of Type Ⅱ asymmetric three-unit inverter with a DC voltage ratio of 1∶2∶4.

Keywords：multilevel inverter; hybrid cascade; modulation strategy; current backflow; switch state optimization

0 引 言

隨著近年電力需求的不斷增長(zhǎng)，以太陽能、風(fēng)能為主的新能源發(fā)電技術(shù)的應(yīng)用領(lǐng)域不斷拓展［1-3］，電力行業(yè)對(duì)多電平逆變器的要求也不斷提高，多電平逆變器在中壓大功率傳動(dòng)、無功補(bǔ)償及光伏并網(wǎng)方面得到了廣泛的應(yīng)用［4-6］。常見的多電平逆變器拓?fù)渲饕譃轱w跨電容型（flying capacitor，F(xiàn)C）逆變器［7］、中點(diǎn)箝位型（neutral point clamped，NPC）逆變器［8］以及級(jí)聯(lián)H 橋型（cascaded H-bridge，CHB）逆變器［9］三類。CHB逆變器因其優(yōu)異的拓展性、較多的輸出電壓電平數(shù)以及較好的諧波特性而成為多電平逆變器領(lǐng)域研究的重點(diǎn)。根據(jù)逆變器直流側(cè)電壓比例的不同，CHB多電平逆變器拓?fù)渲饕譃閷?duì)稱型（1∶1∶1∶…）、Ⅱ型（1∶2∶4∶…）與Ⅲ型（1∶3∶9∶…），其中Ⅱ型逆變器由于其較高的輸出電平數(shù)、較低的輸出電壓總畸變率（total harmonic distortion，THD）、優(yōu)良的輸出電能質(zhì)量而受到廣泛的關(guān)注［10-11］。

作為多電平逆變器領(lǐng)域的關(guān)鍵一環(huán)，調(diào)制方法的選擇決定了輸出電能的質(zhì)量與系統(tǒng)的效率，CHB逆變器的調(diào)制方法主要有空間電壓矢量調(diào)制（space vector pulse width modulation，SVPWM）［12］、特定諧波消除法（selective harmonic elimination pulse width modulation，SHEPWM）［13］及脈沖寬度調(diào)制（sine pulse width modulation，SPWM）［14］。其中SPWM技術(shù)由于計(jì)算簡(jiǎn)單，輸出電能質(zhì)量好而備受關(guān)注，但同時(shí)SPWM調(diào)制又存在高壓?jiǎn)卧_關(guān)頻率過高導(dǎo)致的開關(guān)損耗過大的問題，目前常見的混合逆變器調(diào)制策略主要采用方波調(diào)制與PWM調(diào)制相結(jié)合的調(diào)制策略［15］。但使用該調(diào)制策略對(duì)混合CHB逆變器進(jìn)行調(diào)制時(shí)，若高壓?jiǎn)卧妷捍笥谄溆鄦卧停瑒t會(huì)存在電流倒灌的問題。電流倒灌，即在某一時(shí)刻，逆變器級(jí)聯(lián)單元間輸出電壓極性相反。這將導(dǎo)致逆變器級(jí)聯(lián)單元之間出現(xiàn)環(huán)流，進(jìn)而導(dǎo)致被倒灌的級(jí)聯(lián)單元直流側(cè)電容電壓升高，使逆變器輸出相電壓波形產(chǎn)生畸變，影響輸出電能質(zhì)量［16］。針對(duì)上述問題，文獻(xiàn)［17］提出一種適用于直流側(cè)電壓比為1∶3的Ⅲ型不對(duì)稱逆變器的混合頻率調(diào)制策略，解決了傳統(tǒng)調(diào)制策略下低壓?jiǎn)卧木植砍{(diào)問題，緩解了電流倒灌問題，但并不能夠完全解決該問題。文獻(xiàn)［18］提出一種直流側(cè)電壓比為1∶1∶2∶2的Ⅱ型混合十三電平逆變器拓?fù)洌⒃诖嘶A(chǔ)上解決了電流倒灌問題，但該逆變器存在使用直流電源較多而輸出電平數(shù)較少的缺點(diǎn)，缺乏經(jīng)濟(jì)性。文獻(xiàn)［19］針對(duì)直流側(cè)電壓比為1∶2的Ⅱ型不對(duì)稱級(jí)聯(lián)逆變器提出一種單極倍頻調(diào)制策略，該調(diào)制策略能夠解決兩單元間電流倒灌的問題，但該調(diào)制策略在級(jí)聯(lián)單元增加時(shí)，較多的區(qū)間將導(dǎo)致邏輯信號(hào)構(gòu)成復(fù)雜，難以將該調(diào)制策略推廣至三單元逆變器。文獻(xiàn)［20］針對(duì)直流側(cè)電壓比為1∶2的Ⅱ型不對(duì)稱逆變器提出一種混合調(diào)制策略，該調(diào)制策略能夠消除傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，但該調(diào)制策略需要計(jì)算導(dǎo)通角度，難以對(duì)逆變器進(jìn)行實(shí)時(shí)控制。文獻(xiàn)［21］針對(duì)直流側(cè)電壓比為1∶2的Ⅱ型不對(duì)稱逆變器提出一種混合載波脈寬調(diào)制方法，在改進(jìn)電流倒灌的基礎(chǔ)上進(jìn)一步改進(jìn)了輸出電能質(zhì)量，但該方法調(diào)制策略較為復(fù)雜，且功率器件的開關(guān)損耗較大。

針對(duì)傳統(tǒng)混合調(diào)制所存在的電流倒灌問題，本文提出一種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略，并在該策略的基礎(chǔ)上對(duì)調(diào)制波進(jìn)行優(yōu)化，該策略能在消除電流倒灌與各級(jí)聯(lián)單元之間能量反饋問題的同時(shí)保證輸出電能質(zhì)量。

1 Ⅱ型三單元逆變器拓?fù)渑c工作原理分析

Ⅱ型三單元逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，由3個(gè)級(jí)聯(lián)的H橋單元構(gòu)成，直流側(cè)電壓比為4∶2∶1，分別為直流側(cè)電壓為4E的高壓?jiǎn)卧狧1、直流側(cè)電壓為2E的中壓?jiǎn)卧狧2以及直流側(cè)電壓為E的低壓?jiǎn)卧狧3。定義逆變器輸出相電壓為uAN，高中低壓?jiǎn)卧敵鲭妷悍謩e為uH1、uH2與uH3，則逆變器輸出相電壓可表示為

圖2中，當(dāng)逆變器輸出相電壓uAN處于［E，2E］與 ［-E，-2E］時(shí)，低壓?jiǎn)卧狧3的輸出電壓與中壓?jiǎn)卧狧2輸出電壓的極性存在相反部分，當(dāng)uAN處于［3E，4E］與［-3E，-4E］時(shí)，低壓?jiǎn)卧狧3的輸出電壓與高壓?jiǎn)卧狧2輸出電壓的極性存在相反部分，當(dāng)uAN處于［5E，6E］與［-5E，-6E］時(shí)，低壓?jiǎn)卧狧3的輸出電壓與H1、H2單元輸出電壓的極性存在相反部分。故輸出相電壓處于以上狀態(tài)時(shí)，傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制存在電流倒灌的問題。

2.2 開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略

傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制由于部分開關(guān)狀態(tài)函數(shù)在使用時(shí)存在電流倒灌的問題，將導(dǎo)致逆變器內(nèi)部出現(xiàn)環(huán)流，故需對(duì)開關(guān)狀態(tài)函數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，優(yōu)化后剩余的15種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)與輸出電平的關(guān)系如表2所示。

表2中，三單元逆變器優(yōu)化后的15種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)與逆變器輸出電壓一一對(duì)應(yīng)，不存在冗余狀態(tài)，且輸出相電壓極性與各單元輸出電壓極性相同，能夠有效解決傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題。

本文針對(duì)傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略存在電流倒灌的問題提出一種開關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的改進(jìn)型調(diào)制策略，其原理如圖3所示，定義調(diào)制波vm1的調(diào)制度為ma，頻率為fm，則調(diào)制波的數(shù)學(xué)表達(dá)式可以表示為：

vm1=7Esin（2πfmt）。（6）

vm2=vm1－4E，4E≤vm1≤7E；

vm1，－4E≤vm1lt;4E；

vm1+4E，－7E≤vm1≤－4E。（7）

vm3=vm2－2E，2E≤vm2≤4E；

vm2，－2E≤vm2lt;2E；

vm2+2E，－4E≤vm2≤－2E。（8）

vm4=vm3－E，E≤vm3≤2E；

vm3，－E≤vm3lt;E；

vm3+E，－2E≤vm3≤－E。（9）

圖3中，當(dāng)調(diào)制波vm1≥vcr1、vm1≤vcr1-、vm2≥vcr2、vm2≤vcr2-、vm3≥vcr3、vm3≤vcr3-、vm4≥vcr4、vm4≤vcr4-時(shí)，脈沖信號(hào)分別為a1、a2、b1、b2、c1、c2、d1、d2，將所得的脈沖信號(hào)進(jìn)行邏輯運(yùn)算，所得逆變器各開關(guān)管的觸發(fā)信號(hào)可表示為：

S11=a1+b1c1d1；S12=S11；

S13=a2+b2c2d2；S14=S13。（10）

S21=b1c1d1+b1c1d1+b1c1；S22=S21；

S23=b2c2d2+b2c2d2+b2c2;S24=S23。（11）

S31=c1d1+c1d1；S32=S31；S33=c2d2+c2d2；S34=S33。（12）

Ⅱ型三單元逆變器各單元輸出電壓如圖3所示，在本文提出的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的調(diào)制策略下，逆變器高中壓?jiǎn)卧狧1、H2工作于較低的開關(guān)頻率下，能夠有效減小高中壓?jiǎn)卧拈_關(guān)損耗，提升電能輸出效率，低壓?jiǎn)卧狧3工作于較高的開關(guān)頻率下，能夠有效提高電能輸出質(zhì)量。逆變器各輸出單元輸出電壓的極性均相同，證明本文所提的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的改進(jìn)型調(diào)制策略能夠消除傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題。

2.3 Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略的二次優(yōu)化

前文所提調(diào)制策略通過對(duì)開關(guān)狀態(tài)函數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，解決了傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，但仍存在脈沖信號(hào)與載波較多的問題，通過對(duì)調(diào)制波進(jìn)行重構(gòu)，減少脈沖信號(hào)與載波的數(shù)量，調(diào)制原理如圖4所示，定義調(diào)制波vm5的調(diào)制度為ma，頻率為fm，則調(diào)制波的數(shù)學(xué)表達(dá)式可以表示為：

vm5=7E|sin（2πfmt）|。（13）

vm6=vm5－4E，4E≤vm5≤7E；

vm5，0≤vm5lt;4E。（14）

vm7=vm6－2E，2E≤vm6≤4E；

vm6，0≤vm6lt;2E。（15）

vm8=vm7－E，E≤vm7≤2E；

vm7，0≤vm7lt;E。（16）

圖4中，當(dāng)調(diào)制波vm1≥vcr1、vm2≥vcr2、vm3≥vcr3、vm4≥vcr4時(shí)，脈沖信號(hào)分別為a、b、c、d，將所得的脈沖信號(hào)a～d進(jìn)行邏輯運(yùn)算，所得逆變器各單元工作信號(hào)可表示為：

Q1=a+bcd；

Q2=b-cd+bc-+bcd-；

Q3=c-d+cd-。（17）

同時(shí)為獲得逆變器各開關(guān)管的觸發(fā)信號(hào)，現(xiàn)定義方波脈沖信號(hào)為g，周期為T，前半周期輸出高電平，后半周期輸出低電平，將方波脈沖信號(hào)g與式（17）所得工作信號(hào)進(jìn)行二次邏輯運(yùn)算，所得逆變器各開關(guān)管的觸發(fā)信號(hào)可表示為：

Sn1=Qng，n=1，2，3；

Sn2=Qng，n=1，2，3；

Sn3=Qng-，n=1，2，3；

Sn4=Qng-，n=1，2，3。（18）

通過控制各開關(guān)管的觸發(fā)信號(hào)，即可控制逆變器各單元輸出電壓的波形，逆變器各單元輸出電壓波形如圖5所示。

結(jié)合圖3與圖5可知，調(diào)制波優(yōu)化調(diào)制策略與前文所提開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化調(diào)制策略輸出電壓波形相同，同樣能夠消除傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，且在前文所提開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化調(diào)制的基礎(chǔ)上減少了脈沖信號(hào)與載波數(shù)量，降低了調(diào)制實(shí)現(xiàn)難度。

3 仿真分析

為驗(yàn)證前文所提出的改進(jìn)型調(diào)制策略的可行性及有效性，本文通過MATLAB2018b/Simulink軟件搭建電壓比為1∶2∶4的Ⅱ型不對(duì)稱逆變器模型，在調(diào)制度ma分別為0.3、0.6及0.9時(shí)對(duì)輸出電壓波形、各單元輸出功率及輸出電壓頻譜分布進(jìn)行分析，仿真參數(shù)如表3所示。

傳統(tǒng)調(diào)制策略下調(diào)制度ma分別為0.3、0.6、0.9時(shí)逆變器輸出電壓波形如圖6所示。

由圖6可知，在傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略下，各調(diào)制度均存在低壓?jiǎn)卧狧3輸出電壓極性與中、高壓?jiǎn)卧敵鲭妷簶O性相反的情況，這將導(dǎo)致電流倒灌現(xiàn)象的發(fā)生，且高、中壓?jiǎn)卧敵鲭A梯波電壓，這將導(dǎo)致逆變器輸出相電壓的THD增高，降低輸出電能質(zhì)量。

Ⅱ型三單元逆變器在改進(jìn)型調(diào)制策略下輸出電壓波形如圖7所示，逆變器在調(diào)制度ma分別為0.3、0.6及0.9時(shí)輸出相電壓分別為七電平、十一電平及十五電平，與傳統(tǒng)調(diào)制策略下逆變器輸出電壓電平數(shù)相同，且在調(diào)制度較低的情況下高壓?jiǎn)卧狧1不參與相電壓的輸出。

由圖7可知，改進(jìn)型調(diào)制策略在調(diào)制度不同的情況下低壓?jiǎn)卧c中高壓?jiǎn)卧敵鲭妷簶O性均相同，不存在電流倒灌的問題，且中高壓?jiǎn)卧捎秒A梯波與PWM波相結(jié)合的調(diào)制策略，相較傳統(tǒng)調(diào)制策略提高了輸出電能的質(zhì)量。

圖8為傳統(tǒng)調(diào)制策略下Ⅱ型三單元逆變器各H橋單元輸出功率的波形圖，由圖可知，在傳統(tǒng)調(diào)制策略下，各調(diào)制度均存在低壓?jiǎn)卧狧3輸出負(fù)功的情況，故在傳統(tǒng)調(diào)制策略下Ⅱ型三單元逆變器存在電流倒灌導(dǎo)致的能量反饋的問題。

圖9為改進(jìn)型調(diào)制策略下Ⅱ型三單元逆變器各H橋單元輸出功率波形圖，由圖可知，在不同調(diào)制度下，逆變器各單元輸出功率始終大于0，故在改進(jìn)型調(diào)制策略下逆變器各單元之間不存在電流倒灌導(dǎo)致的能量反饋問題。

Ⅱ型三單元逆變器輸出相電壓uAN在調(diào)制度分別為0.3、0.6與0.9時(shí)的頻譜分布圖如圖10所示。

由圖10可知，逆變器輸出相電壓的諧波頻率主要分布于5 kHz附近。結(jié)合圖10（a）、（b）分析可知，改進(jìn)型調(diào)制策略下輸出相電壓的THD值與傳統(tǒng)調(diào)制策略相近，證明該策略在消除電流倒灌的同時(shí)能夠保證輸出電能質(zhì)量。

4 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

為進(jìn)一步對(duì)本文所論述的Ⅱ型三單元逆變器改進(jìn)型調(diào)制策略的正確性及可行性進(jìn)行驗(yàn)證，通過搭建電壓比為4∶2∶1的Ⅱ型三單元逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，采用DSP+FPGA對(duì)其進(jìn)行控制，進(jìn)行穩(wěn)態(tài)與動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)并測(cè)試其輸出波形。具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表4所示。

4.1 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

通過將調(diào)制度分別設(shè)置為0.9與0.6并測(cè)試其在調(diào)制度恒定時(shí)輸出波形，驗(yàn)證所提改進(jìn)型調(diào)制策略的正確性及可行性。

當(dāng)調(diào)制度ma為0.9時(shí)，Ⅱ型三單元逆變器輸出電壓電流波形及輸出相電壓的頻譜分布圖如圖12所示。

由圖12（a）可知，Ⅱ型三單元逆變器在ma=0.9時(shí)，低壓?jiǎn)卧捎肞WM波進(jìn)行調(diào)制，中高壓?jiǎn)卧捎肞WM與階梯波相結(jié)合的調(diào)制策略，在減少開關(guān)損耗的同時(shí)能夠有效地提高輸出電能的質(zhì)量，且逆變器各單元在正、負(fù)半周期輸出電壓極性均相同，不存在傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌的問題，驗(yàn)證了本文所提改進(jìn)型調(diào)制策略的正確性。圖12（b）為逆變器輸出相電壓頻譜及輸出電流波形，由圖可知逆變器在調(diào)制度ma為0.9時(shí)輸出相電壓為十五電平，輸出相電壓的諧波頻率主要分布于5 kHz附近，與仿真分析所得結(jié)果一致。

調(diào)制度ma為0.6時(shí)，逆變器輸出電壓電流波形及輸出相電壓的頻譜分析圖如圖13所示。

結(jié)合圖12與圖13可知，Ⅱ型三單元逆變器在調(diào)制度ma=0.6時(shí)，逆變器各單元正、負(fù)半周期輸出電壓極性均相同，與ma為0.9時(shí)相同，不存在傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，逆變器輸出相電壓電平數(shù)由ma=0.9時(shí)的十五電平下降為ma=0.6時(shí)的十一電平，逆變器輸出相電壓的頻譜主要分布于5 kHz，與仿真分析所得結(jié)果一致。

Ⅱ型三單元逆變器在調(diào)制度ma分別為0.9與0.6時(shí)逆變器各單元輸出功率波形如圖14與圖15所示。

綜合圖14與圖15，逆變器在調(diào)制度ma分別為0.6與0.9時(shí)，在改進(jìn)型調(diào)制策略下逆變器各單元輸出功率均為正，不存在電流倒灌所導(dǎo)致的能量反饋問題，與仿真分析結(jié)果一致，證實(shí)了本文所提調(diào)制策略的真實(shí)性及有效性。

4.2 動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為驗(yàn)證本文所提出的Ⅱ型三單元逆變器的改進(jìn)型調(diào)制策略在調(diào)制度發(fā)生變化時(shí)的動(dòng)態(tài)性能，對(duì)逆變器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)以研究其動(dòng)態(tài)性能變化。

圖16為對(duì)調(diào)制度進(jìn)行控制時(shí)Ⅱ型三單元逆變器輸出相電壓與相電流波形，調(diào)制度由0.9變換至0.6的波形圖如圖16（a）所示，調(diào)制度由0.6變換至0.9的波形圖如圖16（b）所示。由圖16可知，當(dāng)調(diào)制度發(fā)生變化時(shí)，逆變器輸出電平數(shù)能夠較好的在ma=0.9時(shí)的十五電平與ma=0.6時(shí)的十一電平之間進(jìn)行切換，且響應(yīng)速度較快。

5 結(jié) 論

本文分析了傳統(tǒng)Ⅱ型不對(duì)稱三單元逆變器調(diào)制策略存在的不足，針對(duì)傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，通過減少冗余的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)，提出了一種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的改進(jìn)型調(diào)制策略，并對(duì)其進(jìn)行優(yōu)化，通過對(duì)電壓比為1∶2∶4的Ⅱ型三單元逆變器進(jìn)行仿真與實(shí)驗(yàn)分析，結(jié)果表明：

1）對(duì)Ⅱ型不對(duì)稱三單元CHB逆變器的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，能夠完全消解傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌及其導(dǎo)致的各級(jí)聯(lián)單元間的能量反饋問題，并保證了輸出電能質(zhì)量。

2）對(duì)開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的調(diào)制策略進(jìn)行二次優(yōu)化，通過對(duì)調(diào)制波進(jìn)行改進(jìn)，減少了脈沖信號(hào)與載波數(shù)量，降低了調(diào)制實(shí)現(xiàn)難度。

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（編輯：劉琳琳）

收稿日期： 2022-10-24

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（52367020）

作者簡(jiǎn)介：胡文華（1972—），男，博士，教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

陳卓凡（2000—），男，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

文森林（1999—），男，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

彭修綱（1997—），男，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

通信作者：陳卓凡