8～11 GHz 200 W GaN內匹配功率管

韓青峰,唐世軍,成愛強,王 帥

(中國電子科技集團有限公司第五十五研究所, 南京 210016)

0 引言

功率放大器是無線通信系統和雷達系統的關鍵部件。隨著氮化鎵技術的發展,GaN HEMT因其具備高工作電壓、高功率密度、工作頻帶寬、抗輻射能力強等優異性能而成為下一代微波功率器件的研究熱點[1]。當GaN HEMT應用于無線通信系統和雷達系統時,功率放大器、散熱系統和電源的尺寸都能得以減小,可以使系統小型化,并具備較好的環境適應性。近些年來,GaN微波功率放大器已被廣泛開發,并被報道應用于X波段雷達系統[2-13]。但在目前關于X波段GaN微波功率放大器的相關報道中,具有寬帶寬的GaN微波功率放大器[2-7]多為單片微波集成電路,實現的輸出功率通常為100 W以下,輸出功率相對較小;而達到200 W以上高輸出功率的GaN微波功率放大器[8-13],其工作帶寬則相對較窄;在X波段,同時具備寬帶寬及高輸出功率的GaN微波功率放大器仍然較少。

對此,本文基于南京電子器件研究所自主研制的一款10.8 mm GaN HEMT,通過四胞合成的方式設計實現了一款寬帶高功率GaN內匹配功率放大器,在具有高輸出功率的同時拓展了帶寬,在8.0～11.0 GHz頻帶內,輸出功率達到200 W以上,功率附加效率37.3%～43.1%。

1 GaN HEMT管芯的選取

管芯是功率放大器件的關鍵元器件,管芯的性能決定了功率放大器性能的上限,所以在展開功率器件的設計工作前,需要根據預期指標選擇合適的管芯。

南京電子器件研究所基于0.5 μm GaN HEMT工藝平臺自主研制了一系列GaN HEMT。其在漏極電壓為40 V、工作頻率為X波段時可達到7 W/mm的輸出功率密度。而本文中設計的功率放大器工作在8.0～11.0 GHz的頻率范圍內,相對帶寬達31.6%,屬于寬帶器件且工作頻率比較高,導致器件的帶內匹配狀況較差、損耗較大。為了確保整個工作頻帶內單路的輸出功率大于50W,最終選擇南京電子器件研究所研發的一款10.8 mm GaN HEMT作為功率放大器的有源器件,該GaN HEMT管芯的物理尺寸為3.5 mm×0.7 mm,其俯視圖如圖1所示。

圖1 10.8 mm GaN HEMT 俯視圖

圖2所示為10.8 mm GaN HEMT 的伏安特性曲線,根據不同柵電壓下,漏極電流-漏極電壓的變化曲線,設定柵極電壓偏置在-2.4 V。因為高電壓工作條件下器件具備較高的輸出阻抗,從而可以在較寬的頻帶內實現較高的功率密度及功率增益,設定器件漏極電壓為40 V,并實測得到晶體管的擊穿電壓滿足3倍以上工作電壓[14]。

圖2 10.8 mm GaN HEMT I-V 特性曲線

2 寬帶放大器的設計

寬帶功率放大器電路設計的重點在于輸入、輸出阻抗匹配網絡的設計和優化。設計輸出阻抗匹配網絡時,因為GaN器件可達到7 W/mm的輸出功率密度,這使得管芯的輸出阻抗受熱效應影響顯著。所以目前提取GaN器件的輸出阻抗模型時主要采用負載牽引(Load-Pull)方法,以提高仿真設計的精度[15]。

由于負載牽引測試系統設備的限制,直接對10.8mm GaNHEMT進行在片測試容易自激燒毀管芯。所以在漏極電壓40 V、輸入功率22.5 dBm(0.178W)的測試條件下,對同一生產批次、相同版圖的單胞0.4mmGaN HEMT進行負載牽引。測試所得數據如表1所示,其中,Pout,max為測試得到的最佳輸出功率阻抗點,PAEmax為最佳功率附加效率阻抗點,Z、Pout和PAE為最佳功率阻抗點和最佳效率阻抗點對應的阻抗值、輸出功率和功率附加效率。

表1 9.5 GHz負載牽引測試數據

圖3所示為晶體管輸出阻抗匹配電路框圖。其中,將管芯的輸出阻抗等效為輸出電阻與輸出電容的并聯電路。在PAEmax和Pout,max之間折中取舍后,對負載牽引測試所得阻抗值進行換算,可以得到0.4 mm GaN HEMT管芯輸出阻抗并聯模型中的電容值和電阻值。然后通過并聯擴展可以得到大柵寬GaN HEMT管芯的輸出阻抗。最終優化得到10.8 mm GaN HEMT的等效輸出電阻值和等效輸出電容值依次為6.48 Ω和4.32 pF。

圖3 晶體管輸出阻抗匹配電路框圖

輸入匹配網絡以實現最佳增益匹配為目標,設計輸入匹配時,可以通過在片測試提取0.4 mm GaNHEMT管芯的 S 參數來表征器件的小信號性能。

然后便是在有限的封裝面積內進行寬帶輸入輸出匹配網絡的設計。在進行寬帶阻抗匹配時,采用多級阻抗變換結構、巴倫結構或其他寬帶匹配結構都可以滿足功率和帶寬的需求,但都需要遵循Bode-Fano準則,以解決阻抗匹配電路的帶寬指標和阻抗匹配網絡的階數間的矛盾。對于具有并聯RC負載阻抗的網絡,Bode-Fano準則中的寬帶匹配公式可表示為:

式中:Γ(ω)為無耗匹配網絡的反射系數。式(1)表明隨著阻抗匹配網絡的頻帶寬度增加,反射系數的模會變差,式(1)也可以表示為:

式中: |Γ|min為功率放大器工作頻帶內最小反射系數的模;Q為輸出阻抗的品質因子;BWFano為的相對帶寬[16]。在Γ=0.2(VSWR=1.5)時計算可得,為實現31.6%的相對帶寬,品質因子Q需小于6.2,本文中選用的10.8 mm GaNHEMT管芯滿足該設計需求。

當器件工作于高頻區域時,品質因子Q比阻抗變換比(有限阻抗變換器)對帶寬的影響程度更顯著[17],所以在通過商用軟件ADS對總阻抗匹配網絡進行優化時,可以主要優化管芯輸出阻抗的品質因子,次要優化各級阻抗變換電路的阻抗變換比。

3 內匹配電路的設計與實現

應用內匹配技術可以使管芯及各部分電路之間在信號相位和幅度上獲得平衡,并對參與內匹配的各胞管芯進行功率分配和功率合成,且能有效提升管芯的輸入/輸出阻抗的實部。本文中設計的功率放大器的內匹配電路可以分為單胞管芯匹配電路和帶阻抗變換的四路功率分配/合成電路兩部分。

圖4為單胞匹配電路拓撲結構圖。因為單胞10.8 mm柵寬管芯的輸出阻抗中實阻抗部分較小、寬帶匹配電路的設計難度較大,所以在對單胞管芯進行輸入、輸出匹配電路設計時將其等效為兩個5.4 mm小柵寬管芯的并聯,可以有效降低匹配電路的設計難度。

圖4 單胞匹配電路拓撲結構圖

輸出匹配網絡以實現最大功率傳輸為目標,先使用一級L-C匹配網絡提升管芯的輸出阻抗,然后通過多級微帶結構拓展帶寬,并將管芯輸出阻抗匹配至15 Ω,再通過兩路威爾金森功率合成器完成單胞輸出匹配網絡的合成。

輸入匹配網絡以實現最佳輸入駐波為目標,采用與輸出匹配網絡類似的結構,區別在于電路優化的目標不同,同時為了提升電路的穩定性,在管芯的輸入端添加串聯小電阻,適當降低電路增益以抑制自激。

圖5所示為功率放大器的整體匹配電路拓撲結構圖。完成單胞管芯匹配電路的設計后,通過圖5所示的帶阻抗變換的四路功率分配/合成器對四胞管芯進行功率分配/合成,其端口阻抗設置為15 Ω,經過優化后的三節λ/4微帶線,將管芯的輸入輸出阻抗最終匹配到50 Ω。

圖5 四胞匹配電路總體拓撲結構圖

基于以上分析,結合仿真結果,對內匹配電路進行合理的布局后,制備了所設計內匹配功率管的功率分配/合成電路及陶瓷電容,布局詳情如圖6實物照片中所示。

圖6 實現的內匹配功率管照片

由于器件工作在X波段,單胞管芯匹配電路中的電感值很小,一般采用鍵合金絲實現,電感值為:

式中:n為金絲根數;l為金絲長度;s為金絲間距;D為金絲直徑,本文器件所用金絲直徑為25 μm。

匹配電路中的電容實現在高介電常數陶瓷基板上,介電常數為85,厚度為180 μm時,通過雙面鍍金得到的電容值為:

式中:K為修正因子,在X波段中通常可取為1.5;εr是陶瓷材料的相對介電常數;ε0為真空介電常數;a和b分別為所實現平板電容的長和寬;t為介質層的厚度。

單胞匹配電路中的多級微帶結構也實現在介電常數為85,厚度為180 μm的高介電常數陶瓷基板上。

考慮到封裝尺寸限制,單胞管芯輸入匹配網絡中的兩路威爾金森功率分配器實現在介電常數38、厚度180 μm的陶瓷基板上,而輸出匹配網絡中的兩路威爾金森功率合成器則實現在電常數9.9、厚度380 μm的低介電常數陶瓷基板上。

因為需要承受高工作電流,帶阻抗變換的四路功率分配/合成器采用低介電常數陶瓷材料并增加介質層厚度以增強器件的可靠性,介電常數為9.9,厚度380 μm。

將管芯和各部分內匹配電路合理排布后,通過300 ℃的金錫焊料燒結在金屬陶瓷封裝內中以降低熱阻,再采用金絲鍵合工藝連接各部分電路,完成裝配。在調試過程中,首先通過矢量網絡分析儀分析調試功率放大器的線性小信號增益和電壓駐波比,通過引入電路調配塊和調整金絲,可以適當改變輸入匹配電路的電容和電感值。然后在大信號工作狀態下對輸出匹配電路進行調節,以確保功率放大器的輸出功率達標并盡可能提高頻帶內的功率附加效率,最終實現的寬帶內匹配功率管的正面照片如圖6所示。封裝尺寸為30.8 mm×27.4 mm。

完成內匹配電路的設計后,對內匹配功率管進行小信號S參數電路仿真,以便與后續測試結果進行對比,其結果如圖7所示。在漏極電壓為40 V、柵極電壓為-2.4 V時,該器件于8.0～11.0 GHz頻帶內,小信號增益大于12.8 dB,最大增益達到13.5 dB,輸入回波損耗S11小于-10 dB。

圖7 小信號S參數仿真結果

4 射頻性能測試

在測試條件為漏極電壓40 V、柵極電壓-2.4 V和輸入功率-10 dB時,本文內匹配功率管的小信號S參數測試結果如圖8所示,頻帶內小信號增益大于12 dB,最大增益達到13.2 dB,帶內輸入回波損耗小于-8 dB。

圖8 小信號S參數測試結果

由圖7和圖8對比可得,實測所得S21和S11與仿真結果大體一致,但頻帶內小信號增益測試結果比仿真結果平均劣化0.6dB左右,帶內增益平坦度劣化0.5 dB。一方面是因為仿真時沒有考慮測試夾具和裝配過程中引入的干擾和損耗,另一方面則是仿真設計條件較為理想化,實際電路的損耗會有所增加。

圖9—圖11所示為功率放大器大信號測試結果。設定測試條件為:漏極電壓40 V、柵極電壓-2.4 V、脈沖寬度100 μs、占空比10%。

圖9 9.5 GHz 處輸出功率、增益隨輸入功率變化曲線

圖9所示為內匹配功率管在中心頻率9.5 GHz處輸出功率和增益隨輸入功率變化的曲線。分析圖9可得,在輸入功率達到45.0 dBm(31.6 W)時,輸出功率可達54.2 dBm(263 W),此時功率放大器的增益壓縮了4 dB左右,達到飽和狀態。

圖10所示為內匹配功率管的輸出功率和功率附加效率隨工作頻率變化的曲線。在8.0～11.0 GHz頻帶內,輸入功率為45.0 dBm時,帶內最小輸出功率為53.02 dBm(200.5 W),帶內峰值輸出功率達到54.2 dBm;帶內功率附加效率均高于37.3%,最大功率附加效率達到43.1%。從圖11則可以看出,帶內最小功率增益為8.02 dB,在9.6 GHz處達到最大功率增益9.2 dB。

圖10 輸出功率、功率附加效率隨工作頻率變化曲線

圖11 功率增益隨工作頻率變化曲線

表2為本文實現的內匹配功率管與一些國內外相近報道的性能指標對比。文獻[2-3]中設計的功率放大器工作帶寬較寬,但其輸出功率均未達到100 W以上;文獻[8-9]中功率放大器的輸出功率均達到了百瓦量級,但其帶寬較窄,相對帶寬在17%以下。總的來說,本文所實現的內匹配功率管為國內外較早在X波段輸出功率達200 W的同時、相對帶寬拓展至31.6%的GaN微波功率器件,能夠同時滿足寬頻帶和大功率工作的需求,有助于減少雷達發射機的尺寸、質量和功耗。

表2 相近頻率GaN HEMT內匹配功率管性能參數比較

5 結論

通過射頻性能測試結果分析,將本文功率放大器與相近頻率混合/單片微波集成電路功率放大器的性能進行綜合對比,得到如下結論:

1)基于混合微波集成電路,設計時在單胞管芯匹配電路中復合應用多級微帶阻抗變換器和L-C匹配網絡,并通過多級微帶阻抗變換網絡實現寬帶功率分配/合成網絡,成功將X波段內匹配功率管的帶寬拓展至8.0～11.0 GHz,后續還可以通過進一步優化匹配電路以實現更寬的帶寬。

2)本文基于0.5 μm GaN HEMT工藝研制了一款寬帶高功率內匹配功率放大器,其在8.0～11.0 GHz頻帶內實現了200 W以上的輸出功率,能夠同時滿足寬頻帶和大功率工作的需求,在國內外X波段相關報道中首次達到該指標。后續還可以通過優化功率管芯的結構以實現更佳的功率放大器性能,有利于雷達系統的集成化與一體化發展。