一種基于電機驅動重構的電池包加熱集成拓撲

2023-02-13 07:09:10王心堅黃冉軍

微特電機 2023年1期

劉穎，王心堅，黃冉軍

(同濟大學汽車學院，上海 201804)

0 引言

鋰離子電池在低溫下內電阻增加，可用容量降低，對續駛里程及電池使用壽命影響明顯，為擴大應用范圍，車輛需要給電池預熱[1]。目前對于動力電池低溫環境下的預熱研究主要圍繞外部預熱方式和內部預熱方式[2]。外部加熱方式利用傳熱學中各種熱量傳遞方式對電池進行加熱，效率相對較低。內部加熱方式利用交變電流通過電池自身電阻直接對電池內部進行加熱，不受電池箱尺寸、空間以及安裝方式限制，加熱均勻，效率更高[3]。

然而，內部加熱方式需要在系統中提供儲能設備和相應的控制電路以實現電池充放電時的能量交換，目前的內部加熱方案還存在充放電能力不足、實際中只能維持小倍率充放電、系統改造大、成本高等問題[4]。本文提出一種新的電機驅動與電池包加熱一體化拓撲結構，該結構成本低、對驅動系統改造小，有利于內部加熱方案的車載實現。針對該結構，本文進行電池包和儲能電容間的電能變換(以下簡稱電電能量變換)機理分析，構建零序電流控制策略，并搭建仿真電路，以驗證方案的可行性。

1 一體化拓撲結構及其工作原理

1.1 一體化拓撲結構

如圖1所示，拓撲結構由動力電池包、直流鏈路電容C2、三相逆變器、分時復用的永磁同步電機、儲能電容C1和控制模塊組成。駐車加熱模式下，繼電器SW1閉合，三相繞組形成三相四線制連接，中性點電端口通過儲能電容C1與動力電池形成零序通路，實現電電能量轉換。圖1的零序電感為等效電感。行車驅動模式下，SW1斷開，三相繞組形成Y形接法，實現機電能量轉換。

圖1 一體化拓撲結構

C1作為外部儲能設備與電池進行能量交換。直流鏈路電容C2起到濾波作用，兼具一定的儲能能力。當電能從動力電池包流向C1時，電路可以等效為BUCK降壓電路，逆變器下橋臂關斷，上橋臂受PWM控制，如圖2(a)所示；當電能從C1流向動力電池包時，電路可以等效為BOOST升壓電路，逆變器上橋臂關斷，下橋臂受PWM控制，如圖2(b)所示。

圖2 等效電路

1.2 工作原理

一體化拓撲結構中，駐車加熱時電機靜止，電機三相電流同相相等，即相電流均流：

ia=ib=ic

(1)

對于三相交流信號，根據對稱分量法可以分解為正序、逆序和零序分量：

(2)

(3)

(4)

(5)

式中：α為旋轉因子，α=ej120°，上標+代表正序分量，上標-代表逆序分量，上標0代表零序分量，其中正序分量、逆序分量各自的三相代數和均為0，而三相零序分量相等。

將式(1)代入上式，此時三相電流只包含零序分量：

(6)

通過中性線流向儲能電容的電流：

iN=ia+ib+ic=3i0

(7)

磁能Wm計算公式：

(8)

式中：WPM為永磁磁能；Labc(θ)為三相電感矩陣；θ為電角度。忽略齒槽作用，永磁磁能WPM為恒定值。由式(6)、式(8)可得：

(9)

式中：Laa(θ)、Lbb(θ)、Lcc(θ)為三相定子繞組的自感；Mab(θ)、Mac(θ)、Mba(θ)、Mbc(θ)、Mca(θ)、Mcb(θ)為三相定子繞組之間的互感。駐車加熱時電機保持靜止，θ為常量，此時磁能是關于零序電流的函數，零序電流變化引起零序磁場的磁能變化，電流增加時零序磁場儲存能量，電流減小時零序磁場釋放能量，實現電能變換。

ABC坐標系到dq0坐標系的變換矩陣如下：

C3S→3R=

(10)

電機電磁轉矩方程：

(11)

式中：p為電機極對數；ψf為永磁磁鏈幅值；Ld、Lq分別為直、交軸電感。

2 電電能量變換控制策略

電電能量變換控制框架圖如圖3所示，從圖1電路中獲取儲能電容C1兩端的電壓Vcap、流經儲能電容的零序電流I0、電池包電流Ibat，設定充放電需求電流Iset和儲能電容預充電壓Vinit作為輸入。PWM控制信號由直流分量調制度mDC和交流分量調制度mAC疊加得到。首先對C1進行預充，此時僅存在mDC，預充完成后mAC開始加入作用。

圖3 電電能量變換控制框架圖

為了將直流量和交流量分開控制，采用陷波濾波器濾除I0和Vcap中的交流分量，得到直流反饋信號，通過PI調節器控制mDC的生成；交流反饋信號直接取自電池側交流電流Ibat，由于死區的影響，將交流量分為基波和諧波分量[5]，通過多個并聯的準諧振控制器分別產生各階mAC。

2.1 LC串聯諧振

目標充放電電流Iset可以表示：

Iset(t)=Asin(ωt)

(12)

式中：A是電流幅值；ω是電流角頻率。

為了與電池側進行高效的能量交換，調節儲能電容值和電機零序電感值，使其形成串聯諧振，諧振頻率為ω，此時LC串聯電路的阻抗最小[6]。拉高儲能電容兩端電壓的直流分量可以獲得更大的能量交換，但過高會造成電機與逆變器功率器件橋臂連接點處電壓高于電池側直流母線電壓，因此需要根據電池特性合理選擇電容預充電壓。

2.2 基于內模原理的PR控制

內模原理表明，對于一個反饋控制系統，若其前向通道中包含輸入信號和擾動信號動力學特性的數學模型，則此反饋控制系統將具有無差跟蹤指令信號和抗擾運行的能力[7]。PR(Proportional Resonance)控制器由比例環節和諧振環節構成，理想的PR控制器傳遞函數表達式：

(13)

式中：Kp、KR分別為比例系數和諧振系數；ω0為諧振角頻率。正弦信號的拉氏變換表達式：

(14)

式(13)、式(14)的分母多項式相同，根據內模原理，PR控制可用于實現對需求充放電電流的無靜差跟隨。

在實際應用中，理想的PR控制受數字電路精度和模擬電路元器件參數精度的限制不易實現，并且帶寬較窄，只對單一的頻率起作用。因此，在控制電路中使用準諧振(Quasi Proportional Resonance)控制，既能保持PR控制器高增益的優點，而且可以擴大帶寬以減少頻率偏移的影響，傳遞函數表達式：

(15)

式中：ωc是截止頻率。

3 仿真結果

電電能量變換仿真電路以25 kHz的三角波作為正弦脈寬調制的載波，由于充放電拓撲結構本質為三相并聯Buck/Boost，采用交錯并聯控制策略可以改善電路工作特性，減小電流高頻紋波，因此三角載波每相相差120°。

在仿真中，使用5個并行準諧振控制器分別控制五階交流分量。電路參數如表1所示，圖4為此組參數下設定目標電流Iset及電池包電流Ibat隨時間變化曲線，圖5為電池包兩端電壓Vbat及儲能電容兩端電壓Vcap隨時間變化曲線。可見，電容預充完成后電池包電流在幾個周期內迅速跟蹤上設定電流，反映了本方案的可行性。