考慮光伏系統多輸入背景下的高增益單相微逆變器的設計

溫建華

（廣州城市職業學院，廣州 510000）

近年來，分布式光伏PV（photovoltaic）發電技術因其可靠性、效率、靈活度及功率密度高等優勢，受到越來越多的關注。與傳統集中式PV并網逆變系統相比，在光照不均或局部陰影等不利環境條件下，微型光伏并網系統具有較強的適應性，各集成模塊均能實現最大功率點跟蹤MPPT（maximum power point tracking）控制。功率調節器PCU（power conditioning unit）能夠提高PV系統的功率轉換效率和系統可靠性。PV系統PCU包括集中式逆變器、串式逆變器、基于模塊的逆變器和微逆變器MI（mi?cro-inverter）等。MI具有眾多優勢，包括初始安裝成本靈活；在無光照環境也能高效運行；“即插即用”模塊化操作；可擴展性好等[1]。然而，MI的推廣需面對3個方面的挑戰[2]：①PV組件電壓較低，必須采用升壓后的電壓增益拓撲；②逆變器壽命和PV電池板壽命的權衡；③大型PV系統使用MI后，會增加很多成本。

對于大型PV系統，常見的基于變壓器原理的逆變器拓撲的尺寸、質量和成本均增加，且效率有所降低。多電平無變壓器拓撲結構中的第一級boost變換器不適合作為有效串聯電阻ESR（effec?tive series resistor）來限制電壓轉換比，需要級聯多個boost轉換器以實現所需增益[3]。但是，隨著組件數量增加，成本增加，系統可靠性降低，考慮MPPT的單級無變壓器拓撲逐漸被關注[4]。耦合電感可用于單級MI拓撲中，得到高增益升壓電路[5]。由于泄漏能量會導致高壓應力、大的開關損耗和嚴重的電磁干擾問題，因此可采用諧振電路[6]、無源緩沖電路或有源鉗位電路[7]來進行泄漏能量的消除，但使拓撲結構更加復雜。文獻[8]提出一種可擴展單元的高增益升壓Cuk變換電路，該電路不僅繼承了經典Cuk電路輸入輸出電流連續、低紋波等優點，而且能夠在避免極限占空比的情況下實現大電壓變比。文獻[9]針對更多無源和有源元件，提出基于可逆和非可逆型Cuk轉換器邏輯組合的拓撲，其效率約為90%，增益不超過輸入電壓的3倍，顯然，不適合單個PV運行。

此外，單個PCU的使用壽命受到直流鏈路電容器的限制，在不降低效率的情況下，減少所需電容成為MI應用的關鍵技術。將輔助電路連接到直流鏈路來實現有功功率解耦可以降低所需電容[10]，然而，其附加元件的損耗會降低轉換器的效率。為了克服上述問題，引入單級多輸入轉換器MIC（multiinput converter）[11]。MIC將不同功率和電壓的各種電源集成在一起，為負載供電，其具有電路拓撲簡單、可靠性高、能夠集中控制、體積小和制造成本低的特點[12-14]。

文獻[12]提出一種由全橋DC/AC逆變器集成的多輸出DC-DC-變換器，每個輸出端均可以單獨或同時輸送到電網。然而，該變換器的實現需要大量的元件，不僅增加了系統成本，還降低了系統的可靠性。文獻[15]使用較少的元件，設計了一種處理2個電源的高增益PCU逆變器，但它需要2個不同電壓等級的直流鏈路，其中1個直流鏈路電壓是另1個的2倍。因為每個直流鏈路電容器通過其相應的輸入端獨立充電，這種配置不可能單輸入運行，在陰天可能會非正常工作。此外，每個直流鏈路都需要單獨的電壓控制回路，需要高電容值來維持2個直流鏈路電容器的電壓，使控制系統較復雜。

綜上，本文提出了一種基于3腳開關的雙輸入高增益單相MI拓撲結構。首先，介紹所提出的拓撲結構及其工作模式、調制技術和元器件額定值；然后，給出該MI并網運行的控制方案；最后，在并網和獨立運行條件下，驗證了MI在雙輸入運行、單輸入運行和單PV元件無光照等不同運行條件下的有效性。

1 高增益單相MI的拓撲

圖1給出了本文所提MI的n電平配置。該MI由2個3腳開關和由電容器組成的直流鏈路構成，可以單獨或同時采集2個PV組件的功率，并且具有電容電壓自平衡能力。此外，直流鏈路的模塊化配置具有4方面的優點：①多電平輸出電壓降低了對濾波的要求；②升壓電路可以獲得非常高的增益；③通過增加輸出電壓電平的數量可以使用相對較低的電容值；④只需要1個直流鏈路電壓控制回路，從而簡化了控制系統的設計和實現。

單個PV組件通過DC-DC轉換器連接到逆變器，直流鏈路包括電容器C0和n個開關電容器SC（switched capacitor），每個SC包括1個電容器Ck和3個開關Sk1、Sk2與Sk3。根據開關狀態，將直流鏈路電容器串聯或并聯，形成不同的輸出電壓電平。輸出電壓電平數Nvol、所需開關個數Ndc_swit和電容器個數Ndc_cap可分別表示為

式中，n為SC的個數。

由式（1）～（3）可知，7電平拓撲結構需要3個電容器和6個開關，圖2給出了可能的直流鏈路電容器連接圖。

圖1 所提MI的n電平配置Fig.1 Proposed MI with n-level configuration

圖2 不同直流鏈路電壓的SC連接Fig.2 SC connections for different DC-link voltages

1.1 運行模式

所提MI拓撲下部開關S1和S2及中上部開關D3-D6的主體二極管用于提高PV組件的輸入電壓，可將S1、S2命名為升壓開關。另外，開關S3-S6實現了DC-AC變換，即實現逆變過程，可將S3-S6命名為逆變開關。每個PV組件的MPPT算法決定了相應的下部開關的開/關周期。所提出的拓撲有兩種運行模式。

模式1充電模式。在該模式下，開關S1、S2接通，電感的充電電壓VLi可表示為

式中：Li為電感值；VPVi為第i個PV組件的電壓。

為了獲得最佳性能，應該同時打開S1和S2，采用鋸齒波產生開關脈沖，在此模式下，上、中部開關可以實現DC-AC轉換。采用電平移位載波的脈沖寬度調制技術來調整S3-S6以及開關Sk1、Sk2和Sk3的連接，以產生所需的電壓。對于所提拓撲的7電平結構，需要6個載波，載波垂直疊加，圖3給出了載波波形以及逆變調制信號，三角載波從下到上分別為vcr3-、vcr2-、vcr1-、vcr1、vcr2和vcr3，載波的幅值為1，調制信號幅值為3。

圖3 7電平結構逆變器的載波和調制信號波形Fig.3 Waveforms of carriers and modulation signal for an inverter with 7-level structure

逆變器的最大調制指標值與DC-DC轉換器的升壓比有關，即

式中：Mmax為逆變器的最大調制指數；Dst1、Dst2分別為開關S1、S2的占空比。占空比可表示為

模式2放電摸式。當下開關S1、S2關斷時，電感通過上、中部開關二極管向直流鏈路電容器放電。在此期間，直流鏈路電容器并聯，如圖2（a）所示。因此，電容器可實現電壓自平衡，電容器電壓VC可表示為

式中：為電容C0的電壓；為電容C1的電壓；為電容C2的電壓。

圖4給出了1個開關周期內的開關狀態，表1給出了實現升壓和逆變時，不同的開關狀態，其中Vinv為逆變器輸出電壓。

表1 采用不同的開關狀態來實現升壓和逆變操作Tab.1 Boosting and inverter operations realized by different switching states

圖4 1個開關周期內的開關模式Fig.4 Switching pattern of one switching cycle

1.2 設備應力

表2給出了MI拓撲的設備應力值，其中，Igrid為主網電流；Imax為PV在最大功率點運行時的電流。由于是升壓電路，MI輸入電流的均方根值總是大于輸出電流的均方根值。

表2 設備應力參數Tab.2 Parameters of device stress

1.3 無源元件設計

直流鏈路電容器的設計應滿足以下2個目標。

目標2通過限制直流鏈路的電壓變化來實現MPPT算法。因此，直流鏈路電容器電容為[16]

式中：P為總功率；n為開關電容器的個數；ω為電網頻率，單位為rad/s；vripple為峰間電壓紋波。

由式（8）可知，減小電容器的電容值除了通過增加電容器的數量外，還可以增加輸出電壓電平和增益。另一方面，升壓變換器的電感Li被用于限制輸入電流的開關紋波，其計算公式為[17]

式中：Dsti為Si的占空比；VPVi為PVi的電壓；fsw-dc為升壓變換器開關頻率；ΔIripple_i為第i個PV組件的峰間紋波電流。

2 MI的控制系統

本文所提MI的控制系統如圖5所示。其由3個模塊組成。

圖5 逆變器的控制系統Fig.5 Control system of the proposed inverter

（1）MPPT算法模塊。該模塊采用擾動觀察P&O（perturbation and observation）法，其輸出決定了下一部分開關的狀態。

（2）直流鏈路電壓調節模塊。該模塊采用比例積分控制器，其傳遞函數為

式中：Gdc(s)為電壓調節模塊比例積分控制的傳遞函數；Kpdc為直流鏈路電壓系數；KI為電流環的比例系數。

由于直流鏈路電容器上的所有電壓在2種工作模式下都能自平衡，因此只需1個電壓控制回路。此模塊確定第3個控制回路的參考電流。

（3）逆變器輸出電流控制模塊。該模塊采用比例與諧振控制器，其傳遞函數為

式中：GP(s)為電流控制模塊的傳遞函數；KP為逆變器輸出的電壓系數。

3 逆變器性能檢驗

3.1 獨立運行

由表2的系統參數，構建1個7電平拓撲逆變器模型，將其連接到1個RLoad負荷上，并將表2中所列規格的2個PV板連接到逆變器上。由式（8）、式（9）得出所需的直流鏈路電容和升壓電感（分別采用7%紋波電壓和12%紋波電流）。該控制方案采用由DS1006開發板和可編程門陣列FPGA（fieldprogrammable gate array）板組成的仿真系統來實現，在雙PV輸入、單PV輸入和部分遮蔽的不同工作條件下進行實驗研究。

3.1.1 雙PV輸入

雙PV輸入時，每條支路上的輸入端口連接2個PV組件，為了驗證本文所提拓撲的高增益，直流鏈路中每個電容器的參考電壓設置為130 V。圖6給出了PV系統的電流和電壓；圖7給出直流鏈路電容器的電壓，其中，縱坐標軸中“物理量→”表示對應物理量縱軸0刻度位置（后文圖中表示方法相同）；圖8給出了直流鏈路總電壓VDC和逆變器輸出電壓Vinv的波形，其直流增益約為14（從28 V到390 V）；使用MATLAB/Simulink重新繪制逆變器輸出電壓與諧波如圖9所示。根據輸入和輸出的測量值，可確定輸入和輸出功率，由圖6和圖8測量值可知，輸入、輸出功率分別為296 W和270 W，逆變器效率約為91%。圖10給出了一個支路開關上的電壓應力，對于下部開關，最大阻斷電壓等于級電壓（130 V）。逆變器開關最大阻塞電壓可以達到電壓電平的3倍（390 V）。

圖6 獨立運行時雙PV輸入下的光伏電流和電壓Fig.6 PV voltage and current when operating two PV modules under stand-alone conditions

圖7 獨立運行時雙PV輸入下的直流鏈路電容電壓Fig.7 DC-link capacitor voltage when operating two PV modules under stand-alone conditions

圖8 獨立運行時雙PV輸入下的波形Fig.8 Waveforms when operating two PV modules under stand-alone conditions

圖9 逆變器輸出電壓及其諧波含量Fig.9 Output voltage from the inverter and its harmonics content

圖10 支路三開關的電壓應力Fig.10 Voltage stress on three switches of one leg

3.1.2 單PV輸入

將單個PV陣列連接到1個支路的逆變器輸入端，第2個輸入端口保持打開，PV電流和電壓波形如圖11所示，由圖11可以確定PV電流和電壓值；直流鏈路的電容器采用與第3.1.1節中相同的參考電壓，如圖12所示，由圖12可知，直流鏈路電容電壓無變化。可見單PV輸入對直流鏈路電容電壓沒有影響，輸出電壓如圖13所示。

圖11 獨立運行時單光伏輸入下的PV電壓和電流Fig.11 PV voltage and current when operating one PV module under stand-alone conditions

圖12 獨立運行時雙PV輸入下的直流鏈路電容電壓Fig.12 DC-link capacitor voltage when operating two PV modules under stand-alone conditions

圖13 獨立運行時雙PV輸入下的實驗波形Fig.13 Experimental waveforms when operating two PV modules under stand-alone conditions

3.1.3 部分遮蔽條件

在本實驗中，將兩個PV陣列連接到逆變器輸入端。運行期間，在模擬遮蔽情況時，4個PV陣列被部分覆蓋，PV電壓和電流波形如圖14所示，由圖14可知，其中1個PV的電流突然減小，表示實驗開始遮蔽。遮蔽條件對電容器電壓、負載電壓和電流的波形如圖15所示，由圖15可知，電容器電壓在恢復其預定參考值之前短時間內下降。因此，由于PV功率的降低，負載電壓和電流已定為新值。

圖14 獨立運行時遮蔽條件下的PV電壓和電流Fig.14 PV voltage and current during partial shading under stand-alone conditions

圖15 獨立運行時遮蔽條件下的實驗波形Fig.15 Experimental waveforms during partial shading under stand-alone conditions

3.2 并網運行

RT-LAB具有使用暫態解算器和組件庫進行實時并行計算的能力，利用RT-LAB進行實驗仿真，驗證了該拓撲在網絡約束下的性能，并得到與硬件實驗結果相似的仿真結果。表3給出了本文所用系統參數，為了驗證控制系統的正常運行以及2個PV元件的分布式MPPT運行，在穩態條件下進行了兩次實驗，其中2個PV元件在表4所列的標準條件下運行，PV1光照輻射從1 000～600 W/m2變化。

表3 并網運行的系統參數Tab.3 System parameters for grid-tied operation

表4 獨立運行的系統參數Tab.4 System parameters for stand-alone operation

3.2.1 雙PV輸入

并網運行時雙PV輸入下的PV電壓和電流波形如圖16所示，由圖16可知，2個PV的平均電壓分別為24.7 V和24.8 V，平均電流分別為7.4 A和7.3 A。因此，2個PV的MTTP效率約為96%，說明直流電容器性能良好。并網運行時雙PV輸入下的直流電容器電壓波形如圖17所示，由圖17可知，參考值設為105 V時，最小峰間電壓約為7 V，反映了電壓控制回路的正常運行及電壓自平衡的有效性。并網運行時雙PV輸入下的逆變器輸出電壓、電網電壓和電網電流波形如圖18所示，由圖18可知，電網電壓和電流波形反映了電流控制回路的有效運行。

圖16 并網運行時雙PV輸入下的光伏電壓和電流Fig.16 PV voltage and current when operating two PV modules under grid-tied conditions

圖17 并網運行時雙PV輸入下的直流電路電容電壓Fig.17 DC-link capacitor voltage when operating two PV modules under grid-tied conditions

圖18 并網運行時雙PV輸入下的逆變器輸出電壓、電網電壓和電網電流Fig.18 Output voltage from the inverter，grid voltage and grid current when operating two PV modules under grid-tied conditions

3.2.2 遮蔽實驗

遮蔽實驗中PV2輻射從1 000～600 W/m2變化。圖19為并網條件下遮蔽組件PV1電壓和電流，由圖19可知，當遮蔽PV的電流由于其輻射變化而變化時，從正常天氣條件的模塊PV1得到的電流沒有改變并且仍然處于其最大值，確保了在遮蔽條件下的分布式MPPT運行。圖20給出了電容器電壓和電網電流的波形，其結果證實了電壓控制回路的良好性能，以及在階躍瞬態變化期間直流鏈路電容器仍具有有效自平衡性能。

圖19 并網條件下遮蔽組件PV1電壓和電流Fig.19 PV voltage and current with shading of PV1 module under grid-tied conditions

圖20 并網條件下含遮蔽組件PV1的直流鏈路電容電壓和電網電流Fig.20 DC-link capacitor voltage and grid current with shading of PV1 module under grid-tied conditions

4 基于品質因數的性能比較分析

為突出本文所提MI拓撲結構的優勢，與文獻[9]、文獻[12-13]、文獻[15]、文獻[18-20]的拓撲結構進行了比較研究。考慮設計系統的成本和效率，用于對比的拓撲不使用變壓器或額外耦合電感，也不實現高增益，根據應力來比較成本，總元件應力VSE基于半導體元件數量[21]，即

式中，VSEi為半導體元件Ei上對應的電壓應力。

每個逆變器都有不同的輸入、輸出電壓，它們對應的應力也不同，因此，規范化元件應力Anor.E為

式中，VDC為直流鏈路電壓（升壓電壓）。

可見，MI利用所需的最小半導體應力實現了高增益（從單個PV板到電網電壓）。升壓電路的高增益根據所獲直流電壓除以峰值輸入電壓來計算。為測量相對半導體元件實現高增益目標的所需應力，采用品質因數QF測量拓撲性能，即

式中，B為拓撲增益，其計算方式為所獲得的直流電壓除以所需的最大單輸入電壓。

表5給出了不同拓撲結構的比較結果。由表5可知，與其他方法相比，本文所提MI拓撲能夠多電平輸出，增益更高、品質因數更高、電容值更低。

表5 不同拓撲結構的比較Tab.5 Comparison among different topologies

品質因數與占空比的關系如圖21所示。由圖21可知，本文所提拓撲具有更高的品質因數，這意味著，該方法能達到使用較低元件應力實現較高增益的目的，且相比其他方法更占優勢。文獻[15]中的拓撲使用的元件數量較少，但其具有局限性：①使用2個不同電壓等級的直流鏈路電容器，需要將其中1個輸入連接到2個串聯PV組件上，PV之間無法實現完全分布式MPPT；②由于每個直流環節電容器都有自己的電壓控制回路，所以需要1個復雜的控制系統；③每個直流鏈路電容器通過其相應的輸入獨立充電，必須連接2個輸入才能正常工作，這意味著在部分遮蔽、清潔、維護或故障條件下，必須完全斷開系統。與文獻[12]、文獻[20]的同時支持單輸入和雙輸入拓撲結構相比，本文采用了12個開關，并提出了新的拓撲結構，具有更高的增益、多電平工作狀態、更低的電容值和更高的效率。文獻[20]使用了6個開關，但其電壓增益不足以并網，其效率很低，只有89.7%。文獻[12]使用了6個開關和6個二極管，但電壓增益較低。本文所提方法雖然增加了元件數量，但在增加數量不多的情況下，所獲性能收益卻非常大。例如，本文所提拓撲通過增加SC數量提供模塊化操作，在相同功率水平下，降低了每個電容器的電容值，增加了電壓增益。

圖21 品質因數與占空比的關系Fig.21 Quality factor versus duty cycle

5 結語

本文設計了一種通用輸入型PV并網系統，該拓撲采用模塊化的SC網絡實現了高電壓增益和多電平運行，在高直流鏈路電壓下實現功率解耦，而且直流鏈路電容值較低。與其他無變壓器MI相比，本文提出的MI可以單輸入或雙輸入運行，具有可調的高電壓增益。此外，引入品質因數作為評估指標，將本文所提拓撲與其他方案進行了比較，結果表明，該拓撲的品質因數較高，從而證明了所提拓撲的優勢。多電平輸出電壓減少了系統諧波，使用SC配置可以實現電容電壓的自平衡。在直流鏈路中加入較多電容器，雖然提高了系統總成本，但能夠降低每個電容器的電容值，提高了系統的壽命和可靠性，并且無論電網電壓多大，增加電壓增益均能使這種拓撲結構適合并網。實驗結果得到的增益為14，效率為91%，且為全分布MPPT，證明了所提拓撲結構的優越性。