基于電流饋電推挽式變換拓撲的變換器電源設計

鄒 靜

（武昌工學院信息工程學院，武漢 430065）

電能在現代工業、經濟和國民生活中發揮著重要的作用[1]。因用電設備不足，電源公司研發了多種不同等級、不同型號的變換器電源。不同等級的變電器電源，根據用戶需求及變換器電源等級要求，由相互獨立的電源模塊根據變換器電源等級進行組合，以便輸出多路穩定電壓，得到的穩壓電源不僅符合負載要求，其穩壓精度也較高，很好地滿足客戶需求[2-3]。但該變換器電源也存在致命的缺點，由于變換器電源體積和重量過大，消耗成本也大幅增加，同時，受多個變換器之間的相互影響，電源會產生拍頻干擾，造成輸入和輸出時出現低頻紋波，這樣的干擾難以克服，嚴重影響了變換器電源系統的供電性能。針對變換器電源存在的問題，孔瑋等[3]提出一種應用于儲能系統的兩級式直流變換器拓撲，但變換器實測效率較低，只有76%；劉碩等[4]提出一種升壓變換器拓撲結構，但整個變換器電源效率只有67%。

本文設計了基于電流饋電推挽式變換拓撲的變換器電源。在變換器電源的理想特性基礎上，特別采用電壓型推挽全橋逆變器，并以此為基礎設計屬于電流饋電推挽式變換拓撲結構的變換器電源裝置主回路。通過反饋控制電路調控電壓波動時控制端流變化；根據變壓器電感、匝數、線徑等特性設計變壓器繞制結構，完成變換器電源變壓過程。

1 電流饋電推挽式變換拓撲結構的變換器電源設計

1.1 變換器電源的需求

盡管變換器擁有優越的性能，為充分發揮其應用性能，對于輸入電源亦有相應的要求，即：嚴格設置變壓器與功率開關管等運作參數，以此保證主功率開關管在開關時處于零電壓狀態，在此狀態下電源的損耗為最小水平，變換器的穩定性得到了最大保證[5-8]；精準地保持開關頻率的規律性，以優化電流交換通路；精確地設置影響電力流動的相關參數，以確保在高電壓等非典型場景使用的安全性；將變壓器的變化嚴格控制在一定范圍內，降低次級電容轉移到初級相應相的電容損害[9-14]。

1.2 主回路方案分析

在變換器電源的理想特性基礎上，研制了一款變換器電源裝置。該裝置屬于電流饋電推挽式變換拓撲結構，特以電壓型推挽全橋逆變器為核心。電壓型推挽全橋逆變器能夠使全波不可控整流得到處理，DC-AC-DC 之間的轉化得以實現[15]。在理想特性基礎上設計其主回路，如圖1 所示。

分析圖1 中的拓撲推拉全橋結構[10]可知，本文提出的變換器經由其內置單獨的電壓檢測電路來完成穩定的電壓控制工作。但在測試時發現，該結構中還存在一些問題：①變換器對電壓進行控制的回路在處理不同數值的電壓時需要不同時間開銷，而其中誤差放大器唯有在接受電壓輸出變化反饋之后，才會對輸出電壓做出響應；②電流檢測時需將輸出電流進行轉換，容易造成電路振蕩；③大額度輸出電流最終會造成發熱現象；④電源的恒定電壓與恒定電流在轉換時容易激發偏磁現象，從而對開關管帶來重大損害。

圖1 電壓型拓撲推拉全橋結構Fig.1 Push-pull full-bridge structure of voltage type topology

在測試結果的基礎上，對相關控制情況進行優化，以解決上述的問題。在前期實驗結果的基礎上，對本文研究的變換器電源電路結構進行相關的優化設計，具體如圖2 所示。

圖2 本文拓撲推拉全橋結構Fig.2 Push-pull full-bridge structure of the proposed topology

分析圖2 可知，由于電路結構做了相應優化，自直流側電流，電感L1相對圖1 中采用的電感而言電磁更大，足以將直流電壓瞬間轉化為直流電流，阻止實驗中的偏磁現象再次出現；同時，圖2 中L1還對電路開關管的損害情況進行了抑制，對用電安全與穩定性進行了維護；圖2 中變換器采用的等效電路為Boost 型DC-DC 變換器，抗干擾能力更強。

1.3 變換器電源設計

1.3.1 變換器電源硬件設計

（1）設定輸入電壓為120～180 V，設定輸出電壓為14.2～14.4 V（誤差不超過5%），輸出功率Po為600 W（誤差不超過5%）。

（2）設定輸出紋波電壓≤1 V，滿載效率η≥92%。

（3）設定軟啟動基礎安全功能。

（4）設定包括輸入過壓欠壓保護功能、過熱保護功能、輸出過流保護功能、輸出短路保護功能、輸入輸出反接保護功能以及輸出不接電源且不啟動等基礎安全功能。

1.3.2 主回路硬件設計

通常情況下，在變換器進行工作時，開關管可以經受的最高柵源正向電壓為

式中，E 為電動勢。則開關管的最大漏源極電流為

式中：Umax為最大電壓；Po為功率；η 為滿載效率。變換器電源效率的高低與開關頻率的高低強相關。根據測試結果可知，當開關頻率為48 kHz 時，電源效率在最高的水平。因普通的雙極型三級管輸入端是一個正偏的PN 結，輸入電阻在kΩ 量級，前級電路驅動此管工作需要供給較大的驅動電流。MOS 管的輸入級中柵源兩級是絕緣的，故柵源兩級的輸入電阻高，經對比，并參考變換器電源的嚴格要求，最終將開關器件選定型號為IXFH30N50P[11]的NMOS 管。

變換器最大輸出電壓為

全波整流時其二極管承受的電壓為

設Umin為最小承受電壓，則功率單元中全波整流二極管可能承受的最大平均電流為

此時二極管的工作頻率為

式中，fc為信號頻率。

因此，采用DSSK60-015A 作為全波整流二極管。

1.3.3 反饋控制電路設計

光耦合器LTV817、TL431、控制芯片TOP252PN，以及若干電容和電阻均是反饋控制電路設計中的分項模塊。反饋控制是變換器設計極其重要的一環，反饋控制可有效調整電流輸出穩壓值，并對補償電容的穩定性和瞬時響應方面也有很大貢獻。

選用LTV817 的原因也與電流穩定性有關，其屬性為線性光耦合的耦合器十分適合反饋控制環節，因為其擁有0.8～1.6 倍的超高電流傳輸比。其原理是在反饋線圈上激發相應的電壓，以二極管D1、電容C4對電壓進行過濾，以此來轉換成非隔離的+12 V 電壓。該電壓能夠為LTV817 輸入電流，繼而通過該耦合器為TOP252PN 供電，后者為控制端，通常用于對占空比進行控制和調整。自動重啟頻率在其中得到設定。當電壓處于不穩定安全狀態時，C4接收信號，C4=47 μF，在相應頻率為1.2 Hz 時進行變換器自動重啟。最終監測頻率為0.83 Hz，即每次都需要啟動故障檢測與故障排除程序；只有在自動檢測排除全部障礙以后，電流輸入與輸出口才會重新啟用，以此來恢復變換器正常工作。電阻R5為外部限流電阻，是該耦合器中的重要部件，不僅能起到對電流進行限制及安全防控的功能，還能在整個反饋控制電路中起到極大的增益作用。

整體反饋電路的工作方式與電源輸入電壓及整體電流均有關系。假設變換器電源的輸出電壓為Vo，當Vo發生變化，變化幅度為ΔVo時，首先取樣電阻R7與R8會對該電源進行壓力分攤，導致輸入TL431 的電壓發生改變；當分壓后的電壓VK流入LTV817 中，整體電流又變成分壓后的電流IF，并在LTV817 中受終端電流IC的控制，還原成Vo。

1.3.4 變壓器設計

變換器中電流和電阻都是影響電源電壓的重要因素，其電源高頻變壓器的設計環節亦是重中之重。

（1）磁芯設計。高頻變壓器的磁芯采用EE16，可查得該磁芯長l 為16 mm，有效橫截面積Ae為0.192 cm2，有效磁路長度Le為3.50 cm，磁芯等效電感LA為1 140 nH/匝，骨架寬度b 為8.50 mm。

（2）初級線圈電壓VP與穩壓管電壓VRI設計。由于電路中輸入電壓為85～265 V，因此，其加在變換器上的最大整流直流電壓為

因為TOP252PN 承受電壓約為700 V，輸出富余量100 V，可知，穩壓管電壓VRI應為

因此，VRI采用180 V 穩壓管較為合適。

通常而言，VRI/VP=1.4 是電壓最優比例，該比例下箝位消耗曲線下降最為明顯，則有

（3）設置推挽式變換器的最優占空比Dmax，有

（4）設置初級線圈電流IP為

式中：Po為輸出功率；VINmin為最小直流電流。

（5）設置初級線圈的電感LP為

式中，頻率f=50 kHz。

（6）設置初級線圈匝數NP為

（7）設置次級線圈匝數NS為

根據式（10）～式（14），能夠計算出電源電壓的相應參數；在已知參數設置的情況下，結合安全系數與輸入輸出關系對電源電壓參數進行再次調節，最終得：初級線圈84 匝、次級線圈9 匝，變壓器電氣穩定性得到調整，如圖3 所示。圖3 中Pri 表示初級線圈，Csh-1 表示初級屏蔽線圈1，Psh-2 表示次級屏蔽線圈2，T.I.W 表示一層絕緣線，Bias 表示兩層絕緣線。

根據圖3 設計的變壓器繞組結構如圖4 所示。圖4 中，實心圈“●”代表著線圈繞制起始位置，1-2→NC 代表電源屏蔽線圈，4→5 代表電源偏置線圈，1-2→3 代表電源初級線圈，6→7 代表電源次級線圈。

圖3 變壓器電氣特性Fig.3 Electrical characteristics of transformer

圖4 變壓器繞組結構Fig.4 Winding structure of transformer

1.3.5 保護電路設計

保護電路的主要功能是保證變換器電源穩定性，主要通過輸入過壓/欠壓保護、輸出過流保護、輸出過壓保護、輸出短路保護、空負載保護、電池反接保護以及過熱保護等電路進行保護，整體結構框圖如圖5 所示。圖中，電源攜帶著輸入信號進入硬件檢測電路，隨即電路運行狀態在檢測電路中被轉化為開關信號，將開關信號設定為0 與1，0 代表電路運行正常并打開電路，當值得探討的是，1 代表電路運行故障并關閉電路。故障發生時，KA3846 的脈沖被關閉，且繼電器被斷開，電路被動暫停工作。同時，硬件檢測電路持續工作，持續對故障進行檢測，唯有收到故障已排除的信號時，系統才會在設定緩沖時間之后再度連接繼電器，KA3846 的脈沖得到開啟，電路系統自動重啟。

圖5 保護電路結構框圖Fig.5 Structure block diagram of protection circuit

2 實驗分析

2.1 輸出電壓與輸出電流實驗測試

為測試本文設計的變換器電源，選用LED 驅動樣機進行實驗測試，該樣機電源負載的參數為：7只350 mA 電流的LED 串聯，每只LED 正向壓降為3.2 V，交流電壓范圍85～264 V。為達到實驗測試更準確的目的，對于功率因數校正有一定的要求，對于臨界連續模式反激控制亦有相應要求，而型號為L6562 的原邊控制芯片則能滿足其二要求。

在上述參數下，控制實驗電源的輸出電壓與輸出電流分別為12 V 與350 mA，將交流電壓范圍控制在85～280 V，確保電源穩定后輸入相應的電壓和電流，并進行測試，實驗測試結果如表1 所示。

由表1 可知，本文設計的變換器電源LED 驅動樣機，無論是輸出電壓還是輸出電流均保持著極高的精度，誤差均低于2%內，符合業內誤差在5%以內的要求。

表1 實驗結果Tab.1 Experimental results

2.2 開關管電壓和功率分析

本文設計電源工作狀態設定如下：開關頻率fs=150 kHz；輸入電壓為直流250 V；輸出電壓為直流400 V；其滿載功率設置為350 W；其主開關型號為IRF460；其整流部分設置高壓硅堆以實現6 倍壓輸出。參數選擇為：濾波電容C1=C2=C3=C4=770 nF；變壓器一次側電壓為440 V，故電荷量M=1.75。依據相關文獻可知，在Cr/Cp=1、Po=1.3、輸入功率Pin=1.2時，效率η 最大。計算諧振參數如下：諧振電感Lr=1/2πPofs=144.68 μH，諧振電容Cr=1/2πMfs=12.3 nF，選取Lr=148 μH，Cr=Cp=15.5 nF。

對本文設計電源參數的合理性進行仿真驗證。仿真電路中變壓器的變比為1∶1，仿真結果如圖6所示，可以看出，本文電源在穩態時輸出電壓為440 V，輸出功率為350 W，且實現了零電壓開通。

圖6 輸出開關電壓和輸出功率的結果Fig.6 Simulation results of output switch voltage and output power

由于實驗室條件限制，本文設計的實驗電源采用33 kΩ 負載電阻，設輸出電壓為5 kV，輸出功率為350 W，并采用6 倍壓整流輸出。具體電路實現零電壓開通的實驗波形如圖7 所示。由圖7 可知，變換器電源開關管實現了零電壓開通，本文設計的電源具有重要意義。

圖7 具體實現電路零電壓開通的實驗形Fig.7 Experimental rectangle of realizing zero voltage opening by specific circuit

2.3 電路參數實驗驗證

圖8 所示為交流輸入電壓220 V 時，輸入線電壓uin和輸入電流iin的相位關系變化趨勢。

分析圖8 可知，本文設計的變換器很好地滿足了，在功率因數校正功能上要求，該電源輸入電流iin的變化幅度與輸入電壓uin的變化基本吻合。

圖8 輸入電壓、電流波形Fig.8 Waveforms of input voltage and current

圖9 所示為本文設計的電源在交流輸入電壓320 V 和220 V 時，電源在經過二極管橋式整流的輸入電壓uREC、MOS 管V 的驅動電壓uDR、原邊電流經過采樣電阻R3時產生的電壓uCS以及副邊二極管VD5的電流iD5波形。

圖9（a）是uREC處于半個工頻周期中的瞬時值與輸入電壓320 V 相符時的波形，圖9（b）則是uREC處于半個工頻周期中的瞬時值與輸入電壓220 V相符時的波形。圖中，MOS 管V 導通時，因為其中存在寄生電容的情況，容易激起uCS電壓毛刺。綜合分析圖9（a）與（b）可知，本文設計的變換器電源在每個周期都符合臨界連續模式情況；在這種情況下，在二極管VD5的電流降為0 的同時MOS 管V的驅動電壓瞬間更改為更高的電平模式；對比可見，圖9（b）中MOS 管V 的驅動信號uDR的頻率比圖9（a）中相應的頻率更高。

圖9 不同輸入電壓下uREC、uDR、uCS 和iD5 的波形Fig.9 Waveforms of uREC,uDR,uCS and iD5 under different input voltages

二極管橋式整流時輸入電壓uREC、輸出電壓uo及LED 的電流iLED的關系如圖10 所示。由圖10 可以看出，采用本文設計的電源時，流過LED 的電流平均值穩定在330 mA。

圖10 二極管橋式整流時輸入電壓uREC、輸出電壓uo 以及LED 電流iLED 的關系波形Fig.10 Waveforms of input voltage uREC,output voltage uo and current iLED after rectification

圖11 為不同的輸入電壓時，實驗樣機的功率因數φ 和效率η 與輸入電壓的關系。分析圖11 可知，本文設計的變換器電源符合如下假設推論：當LED 負載穩定時，功率因數與輸入電壓呈現負相關關系。進一步分析圖11 實驗結果可知，本文設計的變換器電源完成了功率因數校正的目標，相比較傳統電源而言，其功率因數始終穩超0.96，且效率高達95%。

圖11 功率因數φ 和效率η 與輸入電壓的關系Fig.11 Relationship between power factor φ,efficiency η and input voltage

3 結語

本文為了提高變換器電源輸出電壓和輸出電流的精準度，維持用電設備平均電流的穩定性，增加變換器電源的可靠性，設計了一臺基于電流饋電推挽式變換拓撲的變換器電源。為了驗證該電源的有效性，設計一臺變換器LED 驅動電源樣機，樣機運行中發現，輸出電壓和輸出電流的誤差均維持在2%之內，符合本文設計方法中的技術要求，且流過LED驅動電源的平均電流保持穩定，在功率因數和整個LED 驅動電源的效率方面均表現出較為明顯的優勢，達到了功率因數校正的目的，促進LED 驅動電源的穩定運行。因此本文設計的變換器電源不僅是電流饋電推挽式變換拓撲技術研究的有效成果，也可在未來的變換器電源設計方面取得領先優勢。