軌道交通牽引四象限變流器三電平SiC/Si混合型拓撲損耗分析

羅 章，郭希錚，焦 健

（北京交通大學電氣工程學院，北京 100044）

在軌道交通電力牽引系統中，計算列車牽引四象限變流器功率器件的損耗，對其功率器件的選型、壽命評估以及變流器的散熱設計等具有重要意義[1]。隨著寬禁帶半導體器件的發展，碳化硅SiC（silicon carbide）器件因其高頻、高功率密度和低開關損耗的優點非常適用于大功率軌道交通電力電子變換器場合[3]，然而其造價遠高于相同功率等級的Si 器件。為了使三電平電路同時滿足高效率、低成本，諸多學者提出了SiC/Si 混合型拓撲。文獻[4]提出了T 型中點箝位TNPC（T-type neutral point clamped）型三電平SiC/Si 混合型拓撲（稱作TNPC-H1），其橋臂的功率器件（豎管）采用SiC MOSFET，有效降低了外管上的開關損耗，從而提升了變換器效率；文獻[5]提出了有源中點箝位ANPC（active neutral point clamped）型三電平SiC/Si 混合型拓撲（稱作ANPC-H1），其橋臂2 個內管采用SiC MOSFET 并使其工作在載波頻率，而其他Si IGBT 工作在基波頻率，使得變換器的開關損耗大大降低，且成本也得到控制；與文獻[5]相反，文獻[6]提出了另一種ANPC 型SiC/Si混合型拓撲（稱作ANPC-H2），其橋臂2 個外管以及箝位管采用SiC MOSFET 并使其工作在載波頻率，而內管Si IGBT 工作在基波頻率，旨在建立一個高功率密度、高效率的MW 級中壓飛行器推進系統，而未考慮其成本要求；文獻[7]同樣提出了一種ANPC的SiC/Si 混合型拓撲（稱作ANPC-H3），其橋臂僅2 個外管采用SiC MOSFET 并使其與箝位管工作在載波頻率，但其“0”電平狀態開通了2 條路徑以減少導通損耗；Feng Zhijian 等[8-9]對文獻[5-7]中的3 種方案在小功率場合下進行了損耗、成本以及效率的分析對比，指出文獻[5]的方案在損耗、效率上更優。

總之，目前國內外對于三電平SiC/Si 混合型拓撲的研究主要集中在ANPC，綜合損耗、成本、效率因素，ANPC-H1 方案被認為是最優的。但軌道交通牽引系統應用場合功率較大（MW 級別），開關頻率較低（250～550 Hz），使得功率器件導通損耗所占總損耗的比例較大，因此考慮損耗、效率、成本因素，上述各三電平SiC/Si 混合型拓撲應用于軌道交通牽引變流器場合孰優孰劣還有待研究。

本文提出另一種TNPC 三電平SiC/Si 混合型拓撲（稱作TNPC-H2），該拓撲應用于大功率軌道交通牽引四象限變流器場合時能有效降低功率器件損耗。以HXD2 型電力機車相關參數為計算工況，采用解析法計算了TNPC-H1、TNPC-H2、ANPC-H1的損耗并加以分析對比。理論分析表明：相比TNPC-H1、ANPC-H1，所提TNPC-H2 方案在低開關頻率下具有一定優勢；隨著開關頻率升高，ANPCH1 在損耗和效率方面均優于TNPC-H1、TNPC-H2。

1 三電平SiC/Si 混合型拓撲

1.1 TNPC 三電平SiC/Si 混合型拓撲

4 種三電平SiC/Si 混合型拓撲TNPC-H1、ANPC-H1、ANPC-H2、ANPC-H3 如圖1 所示。與TNPCH1 正好相反，本文提出的TNPC SiC/Si 混合型拓撲TNPC-H2，其豎管采用Si IGBT，而橫管采用SiC MOSFET。其單相拓撲和導通器件與電壓電流的關系如圖2 所示。

圖1 三電平SiC/Si 混合型拓撲Fig.1 Three-level SiC/Si hybrid topologies

圖2 TNPC-H2 拓撲和導通器件與電壓、電流的關系Fig.2 Topology of TNPC-H2,and the relationship among the on-state device,voltage and current

對于TNPC-H1 拓撲，因豎管選型時在耐壓上比橫管要求更高，而更高壓的功率器件其開關損耗會顯著增大，因此TNPC-H1 的豎管采用SiC MOSFET 能有效降低變換器的開關損耗，但同時也需要考慮豎管的導通損耗。由于電導調制效應會顯著降低Si IGBT 的正向導通壓降，使得IGBT 的飽和壓降Vce_sat低于MOSFET 的導通壓降，因此Si IGBT 的導通損耗比MOSFET 低，特別是在高壓大電流的應用場合[5，10]。對于大功率的軌道交通牽引四象限變流器應用場合，功率器件導通損耗的占比將變得很大。因此TNPC-H1 應用于牽引變流器時，一方面變流器開關損耗在減小，另一方面導通損耗在增大，變流器總損耗是否減少不得而知。

TNPC 的開關狀態如表1 所示，“P”狀態上橋臂導通輸出UDC/2（相對于中性點電位），“N”狀態下橋臂導通輸出-UDC/2，“O” 狀態中間橋臂導通輸出“0”電平。如圖2（b）所示，在一個基波周期內，不管電流極性如何，TNPC 在電壓正半周為“P”和“O”的切換，在電壓負半周為“N”和“O”的切換，因而橫管始終在工作狀態，橫管的反并聯二極管相比豎管會有額外的反向恢復損耗，因此TNPC-H2 橫管采用SiC MOSFET,能顯著減少橫管的開關損耗。另一方面，相比TNPC-H1，TNPC-H2 的橫管采用SiC MOSFET 的耐壓等級要低，導通電阻會顯著減少，因此其導通損耗也能得到一定控制。根據以上理論分析可以看出，在功率器件損耗方面TNPC-H2 比TNPC-H1 更適用于大功率的軌道交通牽引四象限變流器場合。

表1 TNPC 三電平開關狀態Tab.1 Switching states of three-level TNPC

1.2 ANPC 三電平SiC/Si 混合型拓撲

相比NPC、TNPC 三電平拓撲，ANPC 拓撲擁有更多的有源功率開關器件，因此其有更多的開關狀態，從而衍生出多種調制方式。ANPC-H1 已經被Feng Zhijian 等證實在損耗、效率、成本方面均優于ANPC-H2、ANPC-H3，是當前非常高效的三電平SiC/Si 混合型拓撲。ANPC-H1 的調制方式如表2 所示，其中輸出“0”電平的狀態“OL”僅與“P”狀態進行切換，狀態“OU”僅與“N”狀態進行切換。其橋臂內管工作在載波頻率，橋臂外管和箝位管工作在基波頻率，因此變換器的開關損耗全部集中在內管上，這使其非常適合應用在高頻場合。ANPC-H1 僅橋臂內管使用SiC MOSFET，成本可觀且遠低于ANPC 全SiC 拓撲（ANPC-SiC）。

表2 ANPC-H1 開關狀態Tab.2 Switching states of ANPC-H1

但需要注意的是，ANPC 三電平拓撲其上橋臂與下橋臂有2 個開關器件，在“P”、“N”狀態時2 個開關器件會同時導通，如圖3 所示。與TNPC 相比，ANPC-H1 會有額外的開關器件導通損耗，因此，ANPC-H1 與TNPC-H2 相比在導通損耗上是不具備優勢的，特別是在大功率應用場合。

圖3 ANPC-H1 與TNPC-H2 在“P”和“N”狀態下導通的器件Fig.3 On-state devices of ANPC-H1 and TNPC-H2 in the“P”and“N”states

2 功率損耗計算和對比

以表3 中HXD2 型電力機車牽引系統技術參數為例，在理論上對各SiC/Si 混合型拓撲的損耗進行計算。為了充分利用SiC 的高頻特性，將牽引變流器的開關頻率由550 Hz 逐漸上升至1.0 kHz 和1.5 kHz，在不同的變流器開關頻率、功率因數PF（power factor）和輸出功率（輸出電流）條件下對比各拓撲的損耗和效率。

2.1 器件選型

根據表3 中的技術參數，對TNPC-H1、TNPC-H2、ANPC-H1 以及ANPC-SiC 的開關器件選型如表4 所示。表中：Si IGBT 器件型號為Infineon 的FZ1200R 17HE4、FZ1200R33HE，其額定電流都為1 200 A，因此需要進行兩并聯（2P）；SiC MOSFET 器件型號為HITACHI 的MSM900FS17ALT、MSL800FS33NLT，都采用內部體二極管，其額定電流分別為900 A 和800 A，因此需要進行三并聯（3P）。根據功率半導體器件的市場價格和表4 中各混合拓撲所需器件數量，對各三電平SiC/Si 單相混合拓撲的成本進行了估算。由于3 300 V 的SiC MOSFET 價格非常昂貴，使得TNPC-H1 的成本遠高于其他拓撲；ANPC-SiC 的成本次之，約為ANPC-H1 的2 倍；而TNPC-H2 的成本與ANPC-H1 的成本相近且最低。功率開關器件損耗的理論計算需要量化所有器件的導通特性以及開關特性,相關信息包含在器件Datasheet 中。

表3 HXD2 型電力機車牽引系統技術參數Tab.3 Technical parameters of HXD2 electric locomotive traction system

表4 三電平SiC/Si 混合型拓撲器件選型Tab.4 Device selection for three-level SiC/Si hybrid topologies

2.2 損耗模型

為了簡化損耗模型，對功率器件Datasheet 中的數據采用了線性近似處理。用于損耗計算的積分公式在數學上需要滿足“開關頻率fs→+∞”的條件，因此該方法計算的損耗是一個估測結果。

2.2.1 導通損耗模型

導通損耗首先需要考慮開關器件的導通壓降。從Si IGBT 的Datasheet 中可以提取與集電極電流Ic相關的IGBT 飽和電壓Vce和與正向電流IF相關的反并聯二極管的正向電壓VF。在電流較小時，曲線Vce-Ic、VF-IF的線性度不高，而在電流較大時，其線性度較好。因此，將Vce-Ic、VF-IF線性化近似處理為

式中：Vceo、VFO表示截距；Rce、RF表示斜率。

與導通狀態電流IDS相關的MOSFET 漏極-源極電壓VDS和源極-漏極電壓VSD也可以從SiC MOSFET 的Datasheet 中提取，SiC MOSFET 在一定溫度下的導通電阻幾乎恒定，因此將其線性處理為

式中，RDS_on、RSD_on為SiC MOSFET 導通時的電阻。

開關器件典型測試條件（150 ℃）下的輸出特性曲線如圖4 所示。選擇表4 的功率器件Datasheet中典型驅動電壓、驅動電阻以及最惡劣結溫（150℃）工況下的輸出特性曲線如圖4（a）所示，可以看出：相比1 700 V 的SiC MOSFET，3 300 V 的SiC MOSFET 在相同電流下的導通壓降要大很多；而對于Si IGBT 而言，二者的導通壓降差別相對較小。在開關器件的額定電流區內，分別采用式（1）和式（2）線性擬合導通壓降與導通電流曲線，如圖4（b）所示。在正弦脈寬調制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）下，設器件在一個基波周期2π 內開關器件的工作時間段為ωt1～ωt2，那么積分運算的導通損耗平均功率表達式為

圖4 開關器件典型測試條件下輸出特性曲線（150 ℃）Fig.4 Output characteristic curves of switching devices under typical test conditions（150 ℃）

式中：U 為開關器件導通壓降；I 為導通電流；D 為導通時間的占空比[2]，在“P”和“O”狀態下表示為

式中：m 為調制比；td為死區時間；Ts為開關周期。

圖2（b）表明，在一個基波周期內，TNPC-H2 的T1與T4、T2與T3的導通損耗相同。結合上述通損耗模型，可以推導出TNPC-H2 開關器件的通態損耗。豎管T1/T4與D1/D4的導通損耗分別為

式中：Im為電流幅值；φ 為電流與電壓的相位差。則橫管T2/T3與D2/D3的導通損耗分別為

ANPC-H1 導通器件與電壓、電流的關系如圖5所示。

圖5 ANPC-H1 導通器件與電壓、電流的關系Fig.5 Relationship among the on-state device of ANPC-H1,voltage and current

圖5 表明，在一個基波周期內，T1與T4、T2與T3、T5與T6的導通損耗相同。ANPC-H1 橋臂外管T1/T4與D1/D4的導通損耗分別為

橋臂內管T2/T3與D2/D3的導通損耗分別為

箝位管T5/T6與D5/D6導通損耗的表達式分別為

根據以上積分表達式，可以計算得到開關器件導通損耗的平均功率表達式。

2.2.2 開關損耗模型

功率開關器件的開通損耗Eon、關斷損耗Eoff、二極管反向恢復損耗Err與器件開關時流過的電流相關，其也可以從Datasheet 中獲取。第2.1 節中所挑選開關器件的Eon、Eoff、Err與開關時流過的電流關系如圖6 中虛線所示，同樣選擇了典型驅動電壓、驅動電阻以及150 ℃條件下的數據。為了簡化開關損耗模型，將Eon、Eoff、Err線性化近似處理為

式中：Eo為截距；k 為斜率；I 為器件開關時流過的電流。圖6 中實線為擬合曲線，可以看到基本上所有曲線的擬合程度都是比較高的。

圖6 開關器件典型測試條件下開關損耗曲線（150 ℃）Fig.6 Switching loss curves of switching devices under typical test conditions（150 ℃）

在SPWM 下，設開關器件在一個基波周期（2π）內工作（開通和關斷）時間段為ωt1～ωt2，那么積分運算的開關損耗平均功率表達式為

式中：Utest為Datasheet 中所給測試條件下開關器件工作時的阻斷電壓；Ublock為開關器件實際工作時的阻斷電壓[2，5]。器件的開關損耗都可以由式（16）計算。

盡管圖6 中IGBT-3300V 的Eon、Eoff、Err都遠遠高于另外的器件，但這并不意味的TNPC-H2 的開關損耗會因此而變得很大。雖然TNPC 的豎管耐壓為UDC，即Utest=UDC，但是在調制過程中其阻斷電壓實際為0.5 UDC，即Utest=0.5UDC，因此根據式（16）可以得出，相比圖6，TNPC 豎管實際開關損耗要減少一半。

由圖2（b）可知，TNPC-H2 的T1與T4、T2與T3的開關損耗相同，豎管T1/T4與D1/D4的開關損耗分別為

式中：ktotal為Si IGBT 開通與關斷損耗之和的斜率；Etotal為開通與關斷損耗之和的截距。橫管T2/T3與D2/D3的開關損耗分別為

式中：km_total為SiC MOSFET 開通與關斷損耗之和的斜率；Em_total為開通與關斷損耗之和的截距。

ANPC-H1 的開關損耗全部在T2與T3上，T1與T4、T5與T6的開關損耗理論上為0。由圖5 可知，T2/T3與D2/D3的開關損耗分別為

根據以上積分表達式，可以計算得到開關器件開關損耗的平均功率表達式。

2.3 損耗與效率對比

在第2.2 節中簡化損耗模型的基礎上，本節選用了功率器件Datasheet 中典型測試條件下的數據，對比了功率器件在最惡劣結溫工況（150 ℃）下各混合拓撲的損耗和效率。

2.3.1 損耗對比

為了比較在大功率軌道交通牽引四象限變流器應用場合TNPC-H2 與TNPC-H1 的損耗特性，將TNPC-H2 與TNPC-H1 在不同PF、不同開關頻率下的損耗分布進行了對比。考慮到拓撲中開關器件都是并聯結構，因此將之與并聯模塊器件的損耗之和進行對比，如圖7 所示。

圖7 TNPC-H1 與TNPC-H2 損耗分布對比（IAC_rms=1 640 A）Fig.7 Comparison of loss distribution between TNPCH1 and TNPC-H2（IAC_rms=1 640 A）

在PF=1 時，四象限變流器工作在牽引工況，一方面由于TNPC-H1 豎管T1/T4的SiC MOSFET 導通壓降很大，其導通損耗相對較大，但隨著開關頻率的增大，TNPC-H2 豎管T1/T4的開關損耗開始倍增，使得TNPC-H2 的T1/T4總損耗大于TNPC-H1；另一方面TNPC-H2 橫管T2/T3的SiC MOSFET 導通壓降小，使得其導通損耗、開關損耗均比TNPC-H1 橫管T2/T3小，約減少了34%，幾乎不隨開關頻率變化。在PF=-1 時，四象限變流器工作在逆變工況，TNPCH2 豎管T1/T4的開關損耗較PF=1 增大，隨著開關頻率的上升，TNPC-H2 在T2/T3的優勢難以彌補T1/T4的劣勢，總損耗漸漸大于TNPC-H1。因此TNPCH2 在開關頻率較低時，較TNPC-H1 的損耗小，而隨著開關頻率增大，TNPC-H2 相比TNPC-H1 將漸漸失去損耗優勢。

為了進一步比較在大功率軌道交通牽引四象限變流器應用場合TNPC-H1、TNPC-H2 與ANPC-H1三者之間的損耗，將三者及ANPC-SiC 在不同PF、不同開關頻率下的總損耗進行了對比，如圖8 所示。

圖8 總損耗對比（IAC_rms=1 640 A）Fig.8 Comparison of total loss（IAC_rms=1 640 A）

當PF=1、fs=550 Hz 時，四象限變流器工作在整流工況，開關損耗主要為二極管的反向恢復損耗，開關損耗相對較少，導通損耗占據了總損耗的絕大部分，由于THPC-H2 導通損耗得到一定控制，總損耗與ANPC-SiC 相當，且相比TNPC-H1 減少約20%，相比ANPC-H1 減少約14%，但隨著開關頻率增大，AHPC-H1 的總損耗漸漸少于TNPC-H1、TNPC-H2。當PF=-1 時，四象限變流器工作在逆變工況，開關損耗主要為開關器件的開通、關斷損耗，TNPC-H1 與TNPC-H2 開關損耗倍增，ANPC-H1 的總損耗始終比TNPC-H1 與TNPC-H2 少。因此，可以看出TNPC-H2 更適用低頻場合，而ANPC-H2 的適用范圍較廣，且開關頻率越高越能凸顯其損耗優勢。需要注意的是，不論PF=1 還是-1，ANPC-H1 相比ANPC-SiC 僅多了一部分導通損耗（1.5 kHz 時約占總損耗10%），這是因為圖4 中1 700 V 的SiC MOSFET 比相同等級IGBT 的導通壓降小，是由所選開關器件的輸出特性決定的，但是ANPC-SiC 的造價為ANPC-H2 的2 倍。

2.3.2 效率對比

分別將TNPC-H2、NPC-H1、TNPC-H1 及ANPCSiC 在PF=1 或-1 下不同輸出功率時的效率進行了對比，結果如圖9 所示。在PF=1、fs=550 Hz 時，四象限變流器輸出功率約達到1.2 MW 后，TNPC-H2 的效率均優于TNPC-H1、ANPC-H1，且輸出功率越大，效率優勢越明顯，在輸出功率為1.55 MW 時，TNPC-H2 的效率相比TNPC-H1 提升0.14%，相比ANPC-H1 提升0.1%,但當開關頻率上升到1.5 kHz時，ANPC-H1 的效率都高于TNPC-H1、TNPC-H2。在PF=-1 時，由于TNPC-H1、TNPC-H2 的開關損耗明顯增大，ANPC-H1 的效率最高都高于TNPC-H1、TNPC-H2，且開關頻率為1.5 kHz、輸出功率為1.55 MW 時，效率提升0.4%左右。ANPC-H1 的效率與ANPC-SiC 相差0.1%左右，且隨著開關頻率增大兩者效率的差距會縮小。

圖9 效率對比Fig.9 Comparison of efficiency

3 結語

本文基于軌道交通大功率牽引四象限變流器應用場合，提出了一種TNPC 三電平SiC/Si 混合型拓撲TNPC-H2，該拓撲將TNPC 橫管采用SiC MOSFET，橋臂豎管采用Si IGBT，功率器件損耗能得到有效降低，通過理論計算分析得出，TNPC-H2在低頻大功率場合下，其損耗、成本、效率相比TNPC-H2、ANPC-H1 都略占優勢。ANPC-H1 的適用性范圍較廣，開關頻率相對較高時，其損耗和效率都高于TNPC-H1、TNPC-H1；另一方面其損耗與效率又與ANPC-SiC 相差約0.1%，且開關頻率越高差距越小，而成本僅為ANPC-SiC 的一半，對于軌道交通牽引四象限變流器應用場合很具有吸引力。