一種提高SiC MOSFET在高開關速率下柵極電壓穩定性的驅動電路

邵天驄，鄭瓊林，李志君，黃 波，劉建強

（1.北京交通大學電氣工程學院，北京 100044；2.泰科天潤半導體科技（北京）有限公司，北京 100192）

近年來，以碳化硅SiC（silicon carbide）為代表的寬禁帶半導體技術快速發展和商業化，為電力電子領域帶來了技術革新的契機[1-2]。一般而言，寬禁帶材料的能隙、擊穿電場、導熱系數、電子遷移率和熔點都顯著高于傳統硅（Si）材料[3-5]。采用碳化硅器件將提升開關速率，縮短開關過程中電壓和電流的交疊時間，減小開關損耗，提升裝置效率；在此基礎上，通過進一步提高開關頻率，可減小無源器件尺寸，降低變換器系統成本，提升裝置的功率密度和性價比[6-7]。碳化硅器件在體積和重量要求較高的電氣化軌道交通，特別是高速鐵路和城市軌道交通的電力牽引驅動系統的應用中有著顯著優勢[8]。然而，碳化硅器件的開通、關斷過程中，米勒電容被迫充、放電產生位移電流干擾柵極電壓[9]，高速率開關的碳化硅器件引起的柵極寄生振蕩現象更為顯著[10]。若無法提供足夠穩定的柵極電壓，將導致系統降頻工作，限制變換器系統的進一步高頻化和小型化[11]。因此，開關速率高且柵極電壓穩定性強的柵極驅動，是高頻高功率密度碳化硅應用中的關鍵技術。

國內外學者對高開關速率條件下，碳化硅器件的可靠穩定柵極驅動技術展開了深入研究。文獻[12]針對采用固定電阻的傳統驅動，研究了SiC MOSFET 開關速率的關鍵限制因素，研究結果為消除串擾并改進柵極驅動提供了重要依據；文獻[13]進一步分析傳統驅動下，SiC MOSFET 的開關動態過程，通過實驗對比提出了參數優化思路；文獻[14-16]研究了商業化程度較高的有源米勒鉗位技術AMC（active Miller clamp），其工作原理是在檢測到柵極電應力高于鉗位閾值后，主動使能在柵源極之間的輔助晶體管，將柵極直接鉗位于負向偏置電壓，然而，研究表明，有源米勒鉗位技術在dv/dt 低于20 V/ns時，可以顯著改善柵極寄生振蕩，但是在dv/dt 較高的情況下，對于柵極寄生振蕩，尤其是對柵極電壓負向尖峰的緩解作用有限[16]；為進一步增強高開關速率條件下，SiC MOSFET 的柵極電壓穩定性，文獻[17]提出了兩種米勒電容耦合振蕩抑制方法：柵極阻抗調節技術GIR（gate impedance regulation）和柵極電壓控制技術GVC（gate voltage control），根據驅動信號規律預測柵極變化趨勢，通過邏輯信號發生器控制柵極驅動中的輔助開關管，在開關瞬態過程中降低柵極阻抗從而鉗位柵極電壓，或在開關瞬態之前對柵源電容進行預充電從而反向抵消柵極的變化，dv/dt 可達24.9 V/ns；在后續研究中，文獻[18]提出了智能柵極驅動器IGD（intelligent gate drive），在不同的開關瞬態下，根據驅動信號規律預測柵極振蕩趨勢，通過改變柵極電壓和阻抗抑制串擾，降低柵極電應力，研究表明，在dv/dt=40 V/ns 時，IGD技術對串擾有明顯抑制作用，然而，SiC MOSFET 的運行工況變化時，特別是在短路故障工況下，其開關動態也相應改變，根據固定規律預測柵極變化趨勢易出現過補償或欠補償，影響前饋控制精度。因此，如何在高開關速率下穩定驅動SiC MOSFET，并實現可靠的短路保護，仍是值得探索的問題。

為此，本文根據柵源電壓干擾的傳導特點，基于輔助器件的跨導增益構建負反饋控制回路，提出一種SiC MOSFET 柵極驅動，進而研究揭示該驅動的短路保護策略，最后通過實驗研究所提柵極驅動電路的可行性，及其在串擾抑制和短路保護中的有效性。

1 基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路

SiC MOSFET 開關動作造成的脈沖電壓干擾和脈沖電流干擾，通過米勒電容耦合到柵極，干擾柵源電壓，形成串擾。根據這一特點，構造基于跨導增益的負反饋調節機制，如圖1 所示。采用普通SiC MOSFET 的驅動芯片，在被控SiC 功率MOSFET QN柵極附近增加1 個輔助MOSFET QP。為了實現負反饋，輔助MOSFET QP的溝道特性應當與被控SiC MOSFET QN互補。一般情況下，功率MOSFET QN為N 溝道，因此，輔助MOSFET QP應當為P 溝道。

圖1 基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路Fig.1 Gate drive circuit based on transconductance gain negative feedback

除輔助MOSFET 之外，普通SiC MOSFET 驅動芯片輸出信號，經過驅動電阻R 和輔助電容C 構成的無源網絡后，得到作為柵源極的參考信號。驅動電阻R 和輔助電容C 用于調節被控SiC MOSFET 的開關速度。在功能上，輔助電容C 可縮小驅動芯片、輔助MOSFET 和被控SiC MOSFET 柵源極三者構成的回路面積，實現驅動回路的高頻解耦；驅動電阻R 可限制驅動芯片對輔助電容C 的充、放電電流大小，起限流和保護的作用。需要指出的是，基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路不依賴額外的電路，僅采用普通SiC MOSFET 的驅動芯片和驅動電阻R，外加輔助MOSFET 和輔助電容C 即可實現。

以圖1 所示電路為例，閉環負反饋控制器柵極電壓的跨導增益負反饋機理如圖2 所示。記被控SiC MOSFET 的柵極電壓為vGS，驅動電壓為。驅動電壓作為柵源極的參考信號，輸入柵極負反饋控制回路。參考信號與被控SiC MOSFET 的柵源電壓vGS之差，通過輔助MOSFET 的跨導增益gm，控制被控SiC MOSFET 輸入電容Ciss和柵極內電阻Rg共同構成的被控對象。外界脈沖電壓和脈沖電流的干擾n（s），通過米勒電容產生位移電流，對被控SiC MOSFET 的Ciss充、放電，對柵源電壓形成干擾。因此，圖2 中柵源電壓干擾的傳導特點可以歸納為：SiC MOSFET 開關動作造成的脈沖電壓干擾和脈沖電流干擾，通過米勒電容耦合到柵極，干擾柵源電壓，形成串擾。

圖2 基于跨導增益的負反饋機理Fig.2 Negative feedback mechanism based on transconductance gain

根據柵源電壓干擾的傳導特點，構造基于跨導增益的負反饋調節機制。圖2 中，在引入負反饋控制后，若vGS增大（或減小），則其與參考值之差增大，經過驅動管跨導增益的調節，對輸入電容Ciss放電（或充電），vGS恢復穩定。柵極負反饋控制的目標是讓被控SiC MOSFET 的柵源電壓vGS跟蹤驅動信號的變化，并屏蔽脈沖電壓和脈沖電流的干擾n（s）。

圖3 展示了用于橋臂結構的基于跨導增益負反饋的驅動電路。圖中，R1和R2分別為上管和下管的驅動電阻，C1和C2分別為上管和下管的輔助電容，QP1和QP2分別為上管和下管的輔助MOSFET。橋臂上管QH作為主動管，在脈沖控制信號S1的控制下開通、關斷；橋臂下管QL作為被動管，其控制信號S2一直處于低電平，QL溝道關斷，僅用其寄生體二極管續流。

圖3 基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路在橋臂結構中的應用Fig.3 Application of gate drive circuit based on transconductance gain negative feedback in phase-leg configuration

SiC MOSFET 的米勒電容CgdH和CgdL隨著漏源電壓的增大而降低。為了方便揭示基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路的工作原理，本文引入分段線性化的近似曲線，擬合實際曲線。當漏源電壓大于柵源電壓時，CgdH和CgdL的值為Cgd1；當漏源電壓小于柵源電壓時，CgdH和CgdL的值為Cgd2。橋臂中點輸出電流，在1 個開關周期中，近似恒定，因此以恒流源表示為IL，記橋臂上的直流電壓為VDC。圖4（a）和（b）分別展示了圖3 所示電路中QH開通和關斷的動態過程的理論波形。分別以S1從低電平變為高電平的時刻和S1從高電平變為低電平的時刻為初始時刻，2 個動態過程分別有以下4 個主要模態。

圖4 基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路工作原理波形Fig.4 Theoretical waveforms of gate drive circuit based on transconductance gain negative feedback

開通模態1：開通延遲階段td（on）。0 時刻，S1從低電平變為高電平，驅動芯片通過R1為C1充電，驅動電壓增大，逐漸開始從VEE1上升。由于圖2所示負反饋機制，QH的柵源電壓vGS1跟隨變化，也逐漸增大。該模態中，由于vGS1尚小于閾值電壓VGS,th，QH的溝道處于關斷狀態，=0。vDS1處于VDC不變，當vGS1上升到達VGS,th時，該模態結束。

開通模態2：電流上升階段tri。vGS1從閾值電壓VGS,th開始，升高到VGS,IL，表示可以維持溝道電流為IL的vGS1。vDS1處于VDC不變。QH的電流從0 開始上升至IL。該過程中，由于被動管電流的降低，QL的柵源電壓vGS2產生微小上升，但不足以觸發QP2導通。在忽略QL寄生體二極管反向恢復的條件下，該模態在電流上升至IL的時刻結束。

開通模態3：電壓下降階段tfv1。普通驅動電路情況下，將進入米勒平臺，柵源電壓維持在VGS，IL不變。但采用柵極負反饋驅動的SiC MOSFET，由于圖2 所示負反饋機制的存在，QH的柵源電壓vGS1仍然跟隨一起升高，不會維持在VGS，IL不變。在該模態中，vDS1從VDC開始下降，由于漏源電壓仍然大于柵源電壓，CgdH依舊相對較小（Cgd1），該階段vDS1下降速度相對較快。QL的漏源電壓vDS2迅速上升，因而QL的柵源電壓vGS2受到干擾繼續上升；由于圖2所示負反饋機制的存在，當QP2的源極SP2的電位高于QP2的漏極DP2的電位，且電位差超過閾值電壓Vth時，QP2溝道導通，驅動芯片通過QP2溝道為QL輸入電容CissL放電，QL的柵源電壓vGS2減小，干擾得到抑制，vGS2又回到VEE2。當vDS1下降到與vGS1相等時，該模態結束。

開通模態4：電壓下降階段tfv2。由于圖2 所示負反饋機制的存在，QH的柵源電壓vGS1仍然跟隨一起升高，不會維持在VGS,IL不變。vDS1繼續下降，由于漏源電壓小于柵源電壓，CgdH相對較大（Cgd2），該階段vDS1下降速度相對較慢。當vDS1下降到VDS（on）時，該模態結束。

開通模態4 之后，由于圖2 所示負反饋機制的存在，QH的柵源電壓vGS1仍然跟隨一起升高到高電平VCC1，最終完成開通過程。關斷模態與開通模態類似，本文不再贅述。

2 串擾抑制分析

為方便說明柵極負反饋驅動的數學本質，本文做兩處簡化處理：一是，近似認為輔助MOSFET QP的跨導到增益是非時變的常數gm，且寄生體二極管的反向跨導增益（定義為寄生體二極管的輸出特性曲線斜率）也采用gm表示；二是，記輔助MOSFET QP寄生體二極管的導通閾值電壓和QP溝道的導通閾值電壓相等，均用Vth表示。

由圖2 可知，圖1 所示基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路的閉環傳遞函數Gd（s）和干擾信號n（s）對柵源電壓vGS干擾的傳遞函數Gn（s）分別為

式中，G（s）為柵極負反饋驅動的開環傳遞函數，即

根據開環傳遞函數G（s）可知，圖1 所示柵極負反饋驅動是開環增益為gm/Ciss的I 型系統，其開環放大倍數可以表示為

一般情況下，被控SiC MOSFET QN的輸入電容Ciss約為nF 級，而輔助MOSFET QP的跨導增益gm可選擇>>1 S 的P 溝道MOSFET，因此，gm>>Ciss，故開環放大倍數Kv足夠大。所以，當vGS跟蹤斜坡上升（下降）的時，二者之間的偏差很小，不會影響被控SiC MOSFET 的開通和關斷效果。同時，由于開環放大倍數很大，也就保證了對干擾信號具有足夠大的抑制比，防止干擾信號n（s）對柵源電壓vGS的干擾。

3 短路保護設計

本文基于退飽和檢測原理，研究所提驅動的短路保護。在所提驅動的短路保護電路中，退飽和檢測電路由檢測二極管和限流電阻等元器件構成，如圖5 所示。

圖5（a）是短路保護電路的電路。為防止保護電路在SiC MOSFET 開通過程中，出現漏源電壓沒有降低到保護閾值電壓之下，便引發誤動作的情況，驅動芯片內置恒流源IDESAT與電容CDESAT構成消隱電路。圖5（b）是短路保護電路的原理波形。以硬開關短路為例，介紹短路保護電路的工作原理。

圖5 短路保護電路及其波形Fig.5 Short-circuit protection circuit and its waveforms

保護模態1（t0時刻之前）：當驅動信號S 為低電平時，芯片內置開關SDESAT導通，CDESAT上的電壓vDESAT被鉗位在低電平，短路保護信號輸出保持在低電平不報錯。

保護模態2[t0，t1]：t0時刻，當驅動信號S 為高電平時，芯片內置開關SDESAT斷開，芯片內置恒流源IDESAT為電容CDESAT充電，充電時間即為消隱時間。電容CDESAT充電完成后，SiC MOSFET 已經開通。若SiC MOSFET 正常工作，其導通壓降很低，二極管DDESAT導通，內置恒流源IDESAT流過電阻RDESAT和二極管DDESAT，流入SiC MOSFET，此時，CDESAT上的電壓vDESAT是二極管DDESAT壓降與SiC MOSFET 導通壓降之和。若SiC MOSFET 出現退飽和，則隨著漏極電流id保持在遠大于正常工作電流的值，漏源電壓急劇升高，二極管DDESAT截止，IDESAT只能向電容CDESAT充電，直到CDESAT上的電壓vDESAT達到保護閾值電壓VREF，該模態結束。

保護模態3[t1，t2]：當CDESAT上的電壓vDESAT超過保護閾值電壓VREF時，芯片內部比較器翻轉為高電平，短路保護輸出報錯信號，經過一定時間后，在t2時刻關斷SiC MOSFET。此后，漏極電流id降為0，完成全部保護工作模態。

同理，負載短路情況下，圖5（a）所示短路保護電路也起到有效保護作用。當驅動信號S 為低電平時，芯片內置開關SDESAT導通，CDESAT上的電壓vDESAT被鉗位在低電平，短路保護信號輸出保持在低電平不報錯；當驅動信號S 為高電平時，芯片內置開關SDESAT斷開，芯片內置恒流源IDESAT為電容CDESAT充電，在消隱時間后，SiC MOSFET 正常工作時導通壓降很低，若SiC MOSFET 退飽和，漏源電壓急劇升高，以此來判斷短路故障是否出現。短路保護電路的原理與硬開關短路情況下類似，在此不再贅述其模態過程。

4 實驗結果

本文搭建圖6 所示橋臂電路實驗平臺，驗證所提驅動在柵極電壓穩定性改善中的作用和短路保護功能。橋臂電路實驗臺主要參數如表1 所示。電壓波形測量采用100 MHz 的差分電壓探頭Yokogawa 700924，電流波形測量采用30 MHz 羅氏線圈PEM CWT1。

圖6 實驗平臺Fig.6 Experimental platform

表1 橋臂電路實驗平臺器件參數Tab.1 Device parameters of phase-leg circuit experimental platform

4.1 工作原理驗證

圖1 所示基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路中，驅動電阻R 與輔助電容C 的乘積是該阻容電路的充放電時間常數τ，τ=RC。τ 與柵源電壓上升、下降斜率成反比，即較大的τ 將導致較緩慢的柵源電壓上升、下降時間，因此，被控SiC MOSFET的開關速度也將變緩。針對圖3 的橋臂電路進行實驗驗證，設計充放電時間常數τ=50 ns，其中，取輔助電容C1=C2=20 nF，驅動電阻R1=R2=2.5 Ω，在保證被控SiC MOSFET 開關速度的同時，起到較好的解耦作用，實驗結果如圖7 所示。

圖7 工作原理驗證（柵源電壓vGS1 跟隨驅動電壓工作）Fig.7 Verification of operation principle（gate source voltage vGS1 follows drive voltage）

圖7 展示了主動管（橋臂上管）QH的柵源電壓vGS1跟隨其驅動電壓動作的情況。可見，在上升和下降過程中，vGS1能夠自動跟隨動作，上升或者下降。然而，由于基于跨導增益負反饋的柵極驅動電路是I 型系統，對于斜坡信號只能實現有差跟蹤，所以，vGS1和的波形不是完全重合，而是有一定差別的。但是，由于被控SiC MOSFET QH的輸入電容Ciss約為2.12 nF，而輔助MOSFET QP1的跨導增益gm為10 S，因此，gm>>Ciss，開環放大倍數Kv足夠大。所以，當vGS跟蹤斜坡上升（下降）的時，二者之間的偏差很小，不影響被控SiC MOSFET 的開通和關斷效果。

由上升、下降過程的局部放大圖可以看出，vGS1和具有幾乎相同的上升、下降速度。根據自動控制原理可知，驅動電阻對輔助電容充電的動態過程曲線數值達到穩態的63.2%時，動態過程的時間在數值上恰好等于充電時間常數；觀察柵源電壓上升、下降過程的曲線可知，其時間常數為50 ns，符合對驅動電阻以及輔助電容的預期設計。在忽略測量引入的高頻毛刺影響的條件下，工作原理驗證結果與前文的分析一致，一定程度上驗證了基于跨導增益負反饋的工作原理。

4.2 串擾抑制性能驗證

在同一個橋臂電路中，保證輸入電壓和輸出電流等外部條件不變，對比研究采用固定電阻的傳統驅動與本文所提驅動，在相近漏極電壓變化率下的雙脈沖實驗波形，如圖8 所示。

圖8 串擾抑制實驗波形Fig.8 Experimental waveforms under crosstalk suppression

圖8（a）展示了主動管QH以及被動管QL在傳統驅動電路控制下的波形，主動管和被動管的驅動電阻均為10 Ω。被動管QL的漏源電壓vDS2的上升斜率約為43.7 V/ns，下降斜率約為51.25 V/ns；被動管QL柵源極電壓vGS2受到干擾出現振蕩，正向尖峰達7.9 V，負向尖峰約7 V。圖8（b）展示了主動管QH以及被動管QL在本文所提驅動電路控制下的波形，根據前文設計，主動管和被動管的輔助電容取C1=C2=20 nF，驅動電阻R1=R2=2.5 Ω。上升斜率約為50 V/ns，下降斜率約為50 V/ns；被動管QL柵源極電壓vGS2受到干擾出現振蕩，偏離關斷電壓，正向尖峰約3 V，負向尖峰約3 V。

在兩種驅動電路控制下，SiC MOSFET 漏極電壓變化率相近，說明開關速率相似。然而，兩種驅動下，被動管QL柵源極電壓vGS2表現出不同的穩定性。在傳統驅動電路控制下，vGS2產生了較大幅度的正、負向尖峰，峰峰值約為14.9 V。而采用本文所提驅動電路控制SiC MOSFET 的開關動作，在相似的開關速率下，vGS2的正、負向尖峰均大幅縮減，峰峰值約為6 V。相比傳統驅動，采用本文所提驅動，正向尖峰降低了62%，負向尖峰降低了57%，正、負向尖峰的峰峰值降低了約60%。

4.3 短路保護性能驗證

將實驗平臺的橋臂中點短路，保證其他外部條件不變，僅改變驅動策略，對比研究采用固定電阻的傳統驅動與本文所提驅動的短路保護性能。考慮電能損耗，芯片內置恒流源IDESAT的輸出電流一般在250～500 μA，1ED020I12-F2 等驅動芯片推薦的CDESAT不小于100 pF，這樣可以保證保護電路具有足夠的抗干擾能力，取CDESAT=100 pF，IDESAT=500 μA，保護閾值電壓VREF=9 V，消隱時間約為1.8 μs。為確保對比分析時的單一變量原則，保證兩種不同的驅動策略在參數選取時具有相似的開關速率。兩種驅動電路的參數取值如第4.2 節所述，在此不再贅述。同理，兩種不同驅動策略的短路保護電路均基于退飽和檢測原理，并具有相同的電路參數配置，如第3 節所述。不同直流電壓VDC下的短路保護波形如圖9 所示。

圖9 不同直流電壓下的短路電流波形Fig.9 Waveforms of short-circuit current under different DC voltages

圖9 所示實驗結果，經示波器采集存儲后，導入Matlab 進行波形復現整合，將不同直流電壓下的SiC MOSFET 漏極電流合并到一起。短路故障出現之前，被測SiC MOSFET 工作于斷開狀態，零時刻出現短路故障，被測SiC MOSFET 漏極電流快速上升，到達短路電流峰值。兩種驅動策略下，短路電流表現出類似的趨勢，并均在3 μs 內關斷，完成短路保護。隨著直流電壓VDC的升高，到達短路電流峰值的時間縮短，并且短路電流峰值增大。在短路電流下降階段，較高VDC下的短路電流下降速度明顯較快，其在關斷時刻的短路電流值比較低VDC的更低。

圖9（a）和（b）所示短路電流的峰值對比，如表2 所示。在直流電壓VDC從100 V 上升到400 V 時，采用傳統驅動，實驗中的短路電流峰值從196 A 上升到236 A；而采用本文所提驅動，實驗中的短路電流峰值從188 A 上升到228 A。二者具有相同的變化趨勢，隨著VDC的升高，短路電流峰值增大。用本文所提驅動下的短路電流峰值除以傳統驅動下的短路電流峰值，得到短路電流峰值比。由表2 可知，直流電壓VDC從100 V 上升到400 V 時，在相同VDC下對比兩種不同驅動下的短路電流峰值，本文所提驅動下短路電流峰值約為傳統驅動下短路電流峰值的96%。因而，在相同直流電壓下，采用本文所提驅動，短路電流峰值較傳統驅動的更低。

表2 短路電流峰值對比Tab.2 Comparison of peak value of short-circuit current

5 結論

SiC MOSFET 開關動作造成的脈沖電壓干擾和脈沖電流干擾，通過米勒電容耦合到柵極，干擾柵源電壓，形成串擾。根據這一特點，本文采用普通驅動芯片、驅動電阻，外加輔助MOSFET、輔助電容，提出了一種基于跨導增益負反饋的SiC MOSFET柵極驅動電路。驅動電壓作為柵源極的參考信號，輸入柵極負反饋控制回路。參考信號與被控SiC MOSFET 的柵源電壓之差，通過輔助MOSFET 的跨導增益，控制由被控SiC MOSFET 輸入電容和柵極內電阻共同構成的被控對象。引入負反饋控制后，若柵源電壓增大（或減小），則與參考值之差增大，經過驅動管跨導增益的調節，對輸入電容放電（或充電），柵源電壓恢復穩定。柵極負反饋控制的目標是讓被控SiC MOSFET 的柵源電壓跟蹤驅動信號的變化，并屏蔽脈沖電壓和脈沖電流的干擾。

控制環路的傳遞函數分析表明，因為輔助MOSFET 的跨導增益較大，控制環路的開環放大倍數足夠大，對干擾信號具有足夠大的抑制比，可有效抑制高速率開關條件下，干擾信號對SiC MOSFET 柵源電壓的干擾。實驗結果表明，工作在相同的開關速率下，采用本文所提驅動將獲得更穩定的柵極電壓，短路時電流峰值也相對較低。

本文的研究結果將有利于進一步提高SiC MOSFET 在高開關速率下的運行可靠性，更充分地發揮碳化硅器件的性能優勢。