2.3～2.7 GHz 雙模式低噪聲射頻接收前端全集成芯片的設計*

饒忠君 ，張志浩 ，2，章國豪 ，2

（1.廣東工業大學 信息工程學院，廣東 廣州 510006；2.河源廣工大協同創新研究院，廣東 河源 517000）

0 引言

近年來，通信技術以驚人的速度發展，新一代移動通信芯片將被要求支持更多的頻段和敦促顯著的頻率靈活性。低噪聲放大器在蜂窩通信、WLAN、無線傳感網絡和WiMax 等領域得到了廣泛運用[1]。在2019 年RDCAPE 會議，BANSAL M 和JYOTI 提出了一款基于CMOS 工藝的2.4 GHz 藍牙通信的低噪聲放大器，它的噪聲系數為3.695 dB，最大增益為21.154 dB[2]。同年的IEMCON 會議，KHOSAVI H 等人發表了一個應用于WLAN 2.4 GHz 的低噪聲放大器，該低噪聲放大器的增益為15.1 dB，噪聲系數為2.7 dB[3]。近年來，對于寬頻帶低噪放的研究也受到了廣泛的關注。例如 2020 年PATHAKR D 等人設計了一個工作在2.2～2.55 GHz 的無線傳感器網絡低噪聲放大器，在工作頻段內的噪聲系數和增益分別為3.6 dB 和24 dB[4]。但是，這些研究在實現高增益寬頻帶情況下獲得的噪聲系數普遍比較大。為此，本文基于GaAs pHEMT 工藝，設計并實現了一款寬頻帶、可滿足多種無線通信服務需求的帶旁路功能的射頻接收前端全集成芯片。在LNA模式下，該芯片在2.3～2.7 GHz 的寬頻帶范圍內可實現1.53～1.64 dB 較低的噪聲系數和18.1～19.2 dB 較高的增益性能。

1 電路設計

1.1 接收前端芯片整體框圖

圖1 顯示了所設計的射頻接收前端全集成芯片整體框圖，主要由單刀雙擲（SPDT）收發開關和低噪聲放大器兩部分構成。其中，設計的低噪聲放大器包含兩種工作模式，LNA 使能模式和旁路（Bypass）模式[5]。ANT端口為射頻信號的輸入端，OUT 端口為射頻信號輸出端。從天線端接收到的信號先經過SPDT 開關的RX 通道到達低噪聲放大器的輸入端。在LNA模式下，低噪聲放大器將接收到的微小信號進行放大以供給后級電路。在Bypass模式下，輸入的高功率信號將被旁路，使得輸出信號能夠在可控范圍內，供后級電路處理，同時提高接收系統的動態范圍[6]。

圖1 射頻接收前端芯片框架圖

1.2 射頻開關設計

如圖2 所示，本設計的SPDT 開關采用非對稱結構[7]。根據發射及接收輸入信號不同的功率容量要求，在發射鏈路的串聯支路上堆疊了2 個開關管（等效為M1），并聯支路上堆疊了3 個開關管 （等效為M3）；而在接收鏈路的串聯支路上堆疊了3 個開關管（等效為M2），并聯的支路上堆疊了2 個開關管（等效為M4）。在TX、ANT、RX射頻端口和與之間加入隔直電容以實現直流電壓的懸浮[8]。當V1 為高電平，V2 為低電平時，M1、M4 導通，M2、M3 關斷，此時工作于發射模式，來自PA 的大功率信號從TX 端口輸入，從ANT 端口輸出。當V1 為低電平，V2為高電平時，M2、M3 導通，M1、M4 關斷，從天線接收到的信號從ANT 端口輸入，從RX 端口輸出。

圖2 非對稱SPDT 開關結構圖

1.3 LNA模式電路設計

低噪聲放大器的設計目標是在盡量低噪聲系數的情況下提高增益[9]。如圖3 所示，為了同時獲得較低的噪聲系數和較高的增益，主放大電路采用帶源極電感負反饋的共源共柵結構[10]。在不增加噪聲的情況下，輸入端采用源極電感Ls負反饋結構實現輸入匹配，盡可能實現最小的噪聲和最大的增益。LNA模式的輸入阻抗Zin、輸入網絡等效Q 值、增益Av如下：

圖3 LNA模式原理圖

其中，C1為隔直電容，Cgs為M5 管的柵源電容，gm5為M5管的跨導，gm6、gmb6分別為M6 管的跨導和體跨導，r05與r06分別為M5管、M6管的輸出電阻，Ron為RX射頻開關導通電阻[11]，Rg為柵極輸入匹配電感等效寄生電阻。由式（1）可知，輸入匹配電路主要由RX 開關導通電阻Ron、隔直電容C1、輸入電感Lg、源極電感Ls、M5 的柵源電容Cgs等構成?？梢酝ㄟ^調節輸入電感Lg與源極電感Ls的值使得輸入等效電感值與隔直電容C1，放大管M1 的寄生電容Cgs輸入等效電容值在低噪聲放大器所處的頻帶內諧振，使得輸入阻抗的虛部近似等于零。同時在這一過程中還需要折中調節源極電感Ls的值，使得輸入阻抗的實部為50 Ω，實現整體阻抗的匹配[12]。作為全集成接收前端芯片，射頻開關與低噪聲放大器是聯合設計的，因此射頻開關也參與了低噪聲放大器的輸入匹配，進而實現整個工作頻帶的輸入匹配。如圖4 所示，輸入等效電路為串聯RLC 電路，由式（2）可知輸入網絡等效Q 值與Ron和Rg成反比。因此，在設計過程中，應盡量提高輸入匹配網絡的Q 值并降低開關的插入損耗，有助于提升增益并降低噪聲系數。由式（3）可知，共源共柵放大器的增益是共源極放大器增益的平方，具有高增益特性，可以實現更高的增益[13]。此外共源共柵結構的等效漏源電容Cgd可以等效為共源管的柵漏電容和共柵管的柵漏電容的串聯，Miller 電容效應較小，進而使得輸出端對輸入端產生的影響較小[14]。

圖4 輸入網絡等效電路

1.4 Bypass模式電路設計

考慮到接收機在靠近信號源時會獲得很高的功率，同時為了提高接收機的動態范圍[15]，本設計增加了Bypass 電路功能。如圖5 所示，Bypass 功能主要由開關SW1、SW2、SW3、SW4 和SW5 構成，這些開關根據工作模式自動切換。在LNA模式下，開關SW1、SW2、SW4 處于關斷狀態，開關SW3 和SW5 處于閉合狀態。開關SW3被設計在LNA模式下增加Bypass 通路的隔離度。在Bypass模式下，開關SW1、SW2、SW4 處于導通閉合狀態，開關SW3 和SW5 處于關斷狀態。開關SW2 和SW4 為Bypass 主要通路，Bypass模式下的插入損耗主要由這兩個開關管決定。開關SW1 主要用于在Bypass模式下切斷低噪聲放大器的柵極偏置，并防止高輸入功率信號對放大管M5 的柵源極造成損壞。

圖5 Bypass模式原理圖

2 測試結果分析

圖6 給出了射頻接收前端全集成芯片的顯微鏡照片，其中黑色方框為SPDT 開關，灰色方框代表LNA 和Bypass 電路，白色方框代表邏輯控制電路。

圖6 全集成接收前端芯片照

圖7 描述了LNA模式下接收前端芯片的噪聲系數測試，包括SPDT TX/RX 開關以及LNA 噪聲系數，在2.3～2.7 GHz 頻率范圍內,噪聲系數為1.53～1.64 dB。

圖7 LNA模式噪聲系數測試圖

圖8 呈現了LNA模式的小信號S 參數測試結果。在2.3～2.7 GHz 頻率范圍內，LNA模式下小信號增益S21在18.1～19.2 dB 之間，反向隔離度大于-30 dB。

圖8 LNA模式S 參數測試圖

圖9 給出了Bypass模式下S 參數測試圖。在2.3～2.7 GHz，旁路整體損耗約為6～7 dB，能有效衰減輸入的高功率信號。

圖9 Bypass模式S 參數測試圖

如圖10 所示，LNA模式下，在2.5 GHz 時測試輸入P1dB 為-1.5 dBm。這表明低噪聲放大器的線性度良好。

圖10 LNA模式輸入P1dB@2.5 GHz 測試圖

本文結果與近年來發表的文獻對比如表1 所示，可以看出，本設計實現的芯片的噪聲系數水平明顯低于其他設計。

表1 LNA 測試結果與近年來發表文獻對比

3 結論

本文基于一種GaAs pHEMT 工藝，設計并實現了一款寬頻帶的射頻接收前端全集成芯片，具有LNA 高增益和Bypass 雙模式。整體電路由非對稱收發開關及帶源級電感負反饋的共源共柵結構構成，在寬頻帶內保證較低的噪聲系數的同時也提升了增益和線性度。實現的接收前端全集成芯片在LNA模式下，于2.3～2.7 GHz 頻率范圍內測試的噪聲系數可達到1.53～1.64 dB 的較低水平，且增益在18.1～19.2 dB 之間。在2.5 GHz 時，輸入1 dB壓縮點為-1.5 dBm。