一種寬帶全量程示波器信道保護器研制

李海濤 ，李斌康 ，2，陳彥麗 ，田 耕 ，2，趙 前 ，阮林波 ，2

（1.西北核技術研究所，陜西 西安 710024；2.強脈沖輻射環境模擬與效應國家重點實驗室，陜西 西安 710024）

0 引言

在強脈沖輻射場信號測量時，待測脈沖信號動態范圍大，測試時需要兼顧大動態范圍測量和波形細節測量，一般采用示波器信道量程搭接的方法來實現[1-2]。常用示波器垂直分辨率有限（8 bit 或者12 bit，2～3 個數量級），在進行信道量程搭接測量時（50 Ω 負載），每個信道受到的脈沖信號的沖擊是一致的，對高靈敏度信道而言，高強度的脈沖信號沖擊可能會造成示波器信道性能超差、損壞，甚至導致示波器測量數據丟失。因此，在進行脈沖輻射場信號測量時，需要對示波器信道進行保護，防止出現信道損壞、數據丟失等后果。

一直以來，研制性能優良的示波器信道保護器是一個迫切需求[3-4]。為了實現對輸入脈沖信號的無失真輸出和對示波器信道的保護功能，保護器應該具備以下的功能：（1）輸入輸出線性度高、無失真，輸出信號低噪聲，確保脈沖信號在傳輸鏈路上不引入額外干擾、性能不降低，確保輸出信號對示波器量程全覆蓋（50 Ω 負載）。（2）具有輸出飽和能力，即在輸入信號超過一定幅度時，輸入阻抗保持不變，輸出信號幅值飽和，且該幅值處于示波器信道的可承受的幅值范圍之內。（3）具有優良的delta 響應，對大擺率的delta 信號，實現無失真跟隨輸出，實現對大幅度信號的寬帶無失真響應。（4）具有快恢復能力，當脈沖信號幅值下降到示波器的可測幅值范圍內時，保護器需要及時從保護狀態恢復至正常工作狀態，確保在量程范圍內實現對脈沖信號的無失真跟隨等。

保護器的核心是模擬信號調理鏈路，實現對輸入脈沖信號的寬帶全量程、低噪聲、無失真輸出和對示波器信道的實時保護等功能。文獻[5]提出的一種通用示波器信道保護器，采用1 片TI 公司的THS3201 作為核心運算放大器芯片，輸出電壓幅度范圍為±3 V（50 Ω 負載），-3 dB 帶寬約為750 MHz，該保護器不能無失真輸出3 V以上的脈沖信號，對delta 信號的響應不夠及時準確；文獻[3]使用2 片TI 公司的THS3091 運算放大器芯片，基于負載共享技術路線實現了對示波器信道的全量程保護功能，但是，雙運放之間的不均衡導致該型保護器的-3 dB 帶寬約為200 MHz，帶內平坦度較差，對delta信號的響應不夠及時準確。

1 設計研制

為了實現對示波器的寬帶全量程保護（50 Ω 負載）、對delta 信號的無失真響應的功能，需要選取高輸出驅動電流、高帶寬、高線性的運算放大器芯片。本文選用了TI 公司推出的THS3491 運算放大器芯片，設計了寬帶全量程的保護器[6]，如圖1 所示。

圖1 示波器信道保護器實物

THS3491 運算放大器是電流反饋型（Current Feed Back，CFB）運算放大器，-3 dB 帶寬900 MHz，擺率8 000 V/μs，線性輸出電流典型值±420 mA，可實現輸出電流限制和輸出電壓軌到軌，THS3491 運算放大器芯片提供了SOIC和VQFN 兩種封裝模式以供選擇。本文利用THS3491 的高帶寬和高輸出驅動電流實現對示波器信道的寬帶全量程覆蓋和delta 信號的無失真響應，利用輸出驅動電流飽和限制實現對示波器信道的有源保護功能。通過實現板級的信號完整性設計（Signal Integrity，SI）、電源完整性設計（Power Integrity，PI）等，優化系統整體性能，達到了對脈沖信號的寬帶全量程無失真跟隨輸出功能。

1.1 信號完整性設計

信號完整性設計基于射頻信號理論、傳輸線理論等，主要采用阻抗控制、端接等方法，確保信號傳輸鏈路上的特征阻抗連續，解決因阻抗不連續等導致的信號畸變問題[7-9]。電源完整性設計的主要目的是實現對低噪聲電壓的分配和快電流的及時響應，信號完整性設計的主要目的是解決信號傳輸過程中的畸變問題；兩者的實現方法不同，實現的基本理論亦不同，具體如表1 所示。

表1 信號完整性和電源完整性區別

在PCB 設計時，需要注意模擬信號鏈路上的信號完整性設計，以求能夠發揮出系統的最佳性能，包括：輸入輸出路徑隔離與匹配、運算放大器芯片引腳連接、PCB層開窗等。

在模擬信號的輸入輸出路徑上增加隔離串聯電阻，一方面能確保信號傳輸路徑上的特征阻抗連續；第二能確保傳輸路徑上前后端隔離，防止寄生參數惡化系統性能，確保系統帶寬內的平坦度等[10-11]。

關于運算放大器芯片引腳連接，設計時電源引腳和信號引腳兩類分別考慮。針對電源引腳的去耦，研制保護器PCB 上包含獨立的電源/地層，高效及時響應系統的電壓電流需求，為最優化系統性能實現奠定基礎。信號引腳上的信號線一般采取最短走線原則，這樣可以有效確保芯片對負反饋控制的及時響應，降低傳輸路徑上的寄生參數。

關于PCB 層的開窗，一般要求對芯片及走線正下方的PCB 層開窗，這樣可以降低信號路徑上引入的寄生參數干擾，優化系統的高頻性能。有多種開窗方式可供選擇，可以把芯片正下方區域全部開窗，也可以只把芯片敏感引腳正下方區域部分開窗；可以把芯片正下方區域PCB 層全部開窗，也可以把芯片正下方區域的60%的PCB 層開窗；本文采用了在芯片及敏感走線的正下方區域的60%的PCB 層開窗的方式，實測指標較優。根據THS3491 的封裝不同研制了兩種保護器。

1.2 電源完整性設計

電源完整性設計基于電源芯片選型、電源濾波、電源去耦等理論，通過對電源的產生、分配、回流、去耦等鏈路控制，實現系統對低噪聲電壓的分配和快電流的及時響應等功能[12-15]。

為保護器設計的電源分配網絡如圖2 所示，綜合考慮了電源利用率和電源噪聲等因素，采用“DC/DC+LDO”的模式為THS3491 提供正負電源。DC/DC 轉換器采用了ADI 公司的LTM8049 芯片，把輸入的5 V 電壓，通過Buck/Boost 轉換后輸出+18 V、-18 V 電壓；±18 V 電壓 噪 聲較大，經過濾波可以降低其中的開關頻率噪聲和低頻噪聲，濾波功能通過在鏈路上增加磁珠、RC Snubber 等方式實現；濾波后的±18 V 電壓分別輸入到正負電壓的LDO中，正電壓LDO 選擇ADI 公司的LT1764，負電壓LDO選擇ADI 公司的LT3015，經過降壓轉換后，輸出±15 V電壓，作為THS3491 的工作電壓。

圖2 設計的電源分配網絡

LDO 的輸出電壓能夠完成系統對100 kHz 以下的電流需求的及時響應，對超過該頻率的系統電流需求無法及時響應。去耦功能可是實現系統對高頻電流需求的及時響應，去耦功能主要是通過去耦電容等實現，去耦電容的封裝選擇、容值選擇、擺放位置等可以通過去耦半徑[12，14]的概念進行分析。

在PCB 上，電源/地不僅為系統的電子元器件提供工作電壓，而且還為電源、信號提供了最短的回流路徑。在高頻電路設計時，無論是電源還是信號，其回流路徑是最低感抗回流路徑。為了確保高速信號回流，設計的保護器為4 層板，設計專門的電源/地層，且地層緊靠高速信號的走線層，降低其回流路徑上的感抗和阻抗，降低噪聲。在頂層（Top）和底層（Bottom）走線完成之后，進行表面敷銅接地處理，可以減小地線阻抗，提高抗干擾能力；降低電壓傳輸壓降，提高電源效率；與地線相連，還可以減小回流環路面積。此外，電源/地還作為PCB 上元器件的散熱路徑，降低熱阻，提高系統的散熱速度，保證系統工作穩定。

2 性能測試

對研制的示波器信道保護器進行測試，首先比較了兩種封裝的保護器的幅頻特性曲線，標定保護器的小信號帶寬和帶內平坦度。其次標定其輸入輸出線性度，測試其輸出噪聲。接著實測了保護器的delta 響應，發現并理論解釋了保護器輸出的峰移現象。最后測試了保護器的輸出保護功能和輸出恢復時間。文中如無特別說明，性能測試中的保護器輸出電壓幅值是針對50 Ω 負載測量得到的。

采用Keisight 的網絡分析儀測試了兩種封裝規格的保護器，分別采用了SOIC、VQFN 封裝的THS3491 作為運算放大器芯片，自研示波器信道保護器，其波特圖如圖3、圖4 所示。可以看到，采用SOIC 封裝THS3491 的保護器在低于670 MHz 的頻帶內平坦度約為0.6 dB，-3 dB帶寬約為800 MHz，在300 MHz～500 MHz 頻率區間內有一個極點導致了波特曲線的上沖，分析應該是SOIC 封裝的芯片引腳寄生參數較大導致的；采用VQFN 封裝THS3491 的保護器在低于710 MHz 頻帶內的平坦度約為0.3 dB，-3 dB 帶寬約為860 MHz。對比看到，采用VQFN 封裝THS3491 的保護器的波特圖全面占優，是因為該封裝整體尺寸更小、引腳間距更近，寄生參數更小。圖5 所示為TI 公司提供的VQFN 封裝THS3491 的開發板的波特圖，開發板的信道增益約為-13.5 dB，在500 MHz 以下頻帶內的平坦度約為0.6 dB，-3 dB 帶寬約為640 MHz。對比可以看到，自研的保護器的帶寬更高、帶內平坦度更好。

圖3 自研示波器信道保護器波特圖（SOIC 封裝）

圖4 自研示波器信道保護器波特圖（VQFN 封裝）

圖5 TI 官方開發板波特圖（SOIC）

采用標準信號源和示波器實測VQFN THS3491 封裝的保護器的輸入輸出線性度，脈沖信號頻率100 kHz 的，脈寬5 μs，保護器的輸入輸出線性曲線如圖6 所示，放大1.25 倍，擬合優度近似為1，可見在±10 V 輸出量程范圍內整體線性度較好，滿足±10 V（50 Ω 負載）的輸出驅動。實 測VQFN 封 裝THS3491 的保護器在50 Ω 接 地時的空載噪聲，如 圖7 所 示，在2 μs 掃速、1 mV/div 擋位下，帶有保護器的示波器信道峰峰值約2 mV（下方深灰色），示波器50 Ω 空載本底噪聲峰峰值約1 mV（上方淺灰色）；對比兩個信道幅值，示波器顯示的幅值是所有采樣點幅值的平均值[16]，可以看到，帶有保護器的示波器信道和空載示波器信道的幅值相當，帶有保護器的示波器信道分散性更大。

圖6 自研保護器輸入輸出特性

圖7 電壓噪聲比較

采用delta 信號源和示波器實測SOIC 封裝、VQFN封裝的保護器的delta 響應，包括小信號delta 響應、大信號delta 響應，delta 信號的上升時間tr、下降時間tf約1 ns，脈寬小于2 ns，根據帶寬和上升時間tr的估算公式，delta信號的能量近似均勻分布在350 MHz 帶寬以下。如圖8所示，1 信道為直接進入示波器的對比信號，3 信道為保護器輸出進入到示波器信道的信號，delta 信號幅度約為600 mV，保護器的輸出信號和對比信號波形接近，實現了1:1 無失真跟隨輸出。如圖9 所示，delta 信號幅度約為5 V，保護器的輸出信號和對比信號波形接近，實現了1:1 無失真跟隨輸出。如圖10 所示，delta 信號幅度大于6 V 時，保護器的輸出信號和對比信號在幅值約5 V 處開始偏離，出現了峰移現象，峰時刻向后移動約0.5 ns。出現這個現象有兩個原因，一是THS3491 芯片本身的壓擺率有限，為8 000 V/μs，無法跟隨輸入信號的特快電壓變化；二是為了隔離需要，在輸出鏈路上串聯了一個12.5 Ω電阻，進一步降低了保護器對特快電壓變化的跟隨能力。根據文獻[3]中壓擺率計算公式，在輸出鏈路上串聯了一個12.5 Ω 電阻，針對50 Ω 負載，相當于把THS3491 的壓擺率降低到了6 400 V/μs（8 000 V/μs×12.5/（12.5+50））。已知delta 信號的上升時間tr約為1 ns，則其能夠無失真跟隨的delta 脈沖電壓幅值約為6 400 V/μs×1 ns=6.4 V，考慮到信號傳輸路徑上的損耗等因素，理論和實測波形符合較好，即輸出信號電壓幅度在6 V 時就會發生明顯的峰移現象。如果在保護器輸出鏈路上串聯了一個0 Ω電阻，那么保護器能夠無失真跟隨的delta 信號電壓幅值約為8 000 V/μs×1 ns=8 V，即保護器輸出信號電壓幅值高于8 V 才會出現峰移現象；隨著信號的上升時間tr的增加，保護器能夠無失真跟隨的信號電壓幅值也正比成倍增加。

圖8 600 mVδ脈沖信號響應

圖9 5Vδ脈沖信號響應

圖10 6Vδ 脈沖信號響應

delta 信號源輸出經過長電纜傳輸后分路進入示波器信道和保護器，用以測試保護器的輸出保護功能和輸出恢復時間，得到波形如圖11 所示，1 信道為直接進入示波器的對比信號，2 信道為采用SOIC 封裝THS3491的保護器輸出進入到示波器的信號，3 信道為采用VQFN 封裝THS3491 的保護器輸出進入到示波器的信號。可以看到，VQFN 封裝的保護器跟隨效果較好，SOIC封裝的保護器恢復過程中的幅值震蕩較小，是因為受到SOIC 封裝的寄生參數影響。在輸出電壓約6 V 時，保護器的輸出波形不能無失真跟隨輸入波形，發生峰移現象；在輸入信號電壓幅值超過10 V 時，保護器進入到輸出保護狀態；當輸入信號電壓幅值下降到10 V 以下時，經過約7 ns，保護器可以繼續無失真跟隨輸入電壓信號幅值，這個時間稱為保護器的輸出恢復時間。

圖11 保護器輸出恢復時間

3 結論

基于TI 公司VQFN 封裝的THS3491 芯片，研制寬帶全量程示波器信道保護器，經過測試，保護器輸出電壓幅值范圍為±10 V，噪聲峰峰值約為2 mV；-3 dB 帶寬約為860 MHz，0.3 dB 平坦度帶寬約為710 MHz；可以實現對delta 信號（上升時間tr約1 ns，電壓幅值低于8 V）的無失真響應；在輸入信號電壓幅值超過10 V 時，保護器進入輸出保護狀態，輸出恢復時間約為7 ns，滿足了脈沖輻射場診斷中的示波器信道保護要求，現場應用也取得了很好的效果，既確保測試數據安全，又確保示波器信道物理安全。本文的結果可以應用到微弱信號的放大方面，對研究寬帶超低噪聲的模擬信號調理技術具有一定的借鑒意義。