一種基于MEMS 的小型化雙通帶寬帶濾波器芯片

濮澤宇 ，萬 晶 ，王 霄 ，李躍華 ，梁曉新

（1.南京理工大學(xué)，江蘇 南京 210094；2.昆山微電子技術(shù)研究院，江蘇 昆山 215347；3.中國(guó)科學(xué)院微電子研究所，北京 100029）

0 引言

在通信產(chǎn)業(yè)快速發(fā)展的大環(huán)境下，迫切要求通信系統(tǒng)向更小、更易集成、更多適用頻段的方向發(fā)展。濾波器作為無線通信系統(tǒng)中不可或缺的組成部分，起到濾除系統(tǒng)雜波的作用[1]，且數(shù)量要求多，其體積決定了整個(gè)系統(tǒng)的體積和成本。在微波頻段多以PCB 板級(jí)濾波器為主，應(yīng)用到毫米波頻段后其表面金屬結(jié)構(gòu)以及開放的電磁場(chǎng)，使得PCB 板級(jí)濾波器損耗過大，因此多以腔體結(jié)構(gòu)濾波器為主，但腔體濾波器體積巨大，不適應(yīng)于5G小型通信系統(tǒng)終端應(yīng)用中。此時(shí)，基于MEMS 工藝的濾波器芯片應(yīng)運(yùn)而生，MEMS 工藝新增了諸如體微機(jī)械加工工藝、表面微機(jī)械加工工藝等技術(shù)，融合了各個(gè)學(xué)科的尖端技術(shù)，可與Integrated Circuit（IC）工藝相兼容。采用MEMS 工藝制備的濾波器，具有尺寸小、集成度高等諸多優(yōu)點(diǎn)。

在MEMS 濾波器諧振腔研究方面，SIW 諧振腔結(jié)構(gòu)憑借與矩形波導(dǎo)極高的相似性及其更便捷的實(shí)現(xiàn)方式，成為了目前MEMS 濾波器的主流設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)。在此結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[2-3]通過中間規(guī)則排布通孔的耦合方式，實(shí)現(xiàn)了多款單通帶MEMS 濾波器芯片，但其相對(duì)MMIC 芯片而言巨大的尺寸及其單一的應(yīng)用頻段無法滿足目前小型化、多功能的應(yīng)用發(fā)展需求。因此，在小型化的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)多頻帶應(yīng)用成為MEMS 濾波器芯片設(shè)計(jì)的一個(gè)全新方向。

為此，本文提出了一種新型的小型化雙通帶寬帶濾波器芯片，基于MEMS 工藝，采用雙層半模SIW 諧振腔，并在介質(zhì)層間刻蝕L 型槽線的方法實(shí)現(xiàn)，在維持濾波器小型化的基礎(chǔ)上，擴(kuò)寬了雙通帶帶寬，且阻帶抑制度良好。

1 濾波器分析與設(shè)計(jì)

1.1 濾波器諧振腔結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

本文采用SIW（基片集成波導(dǎo)）諧振腔，通過兩排或者多排周期排列的金屬通孔代替金屬波導(dǎo)側(cè)壁，并與上下表面的金屬導(dǎo)體密閉形成，屬于傳輸線結(jié)構(gòu)，但是又具有與金屬波導(dǎo)相似的傳播特性，具有傳輸損耗小、Q值高等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)易于平面集成，其諧振腔模型如圖1 所示，其中介質(zhì)基板厚度為h，金屬化過孔直徑為d，兩行金屬化過孔中心間距為WSIW，相鄰過孔中心間距為s。

圖1 SIW 諧振腔模型圖

SIW 諧振腔的輻射損耗和反射損耗主要由金屬通孔的尺寸和相鄰金屬孔之間的距離決定，減小相鄰?fù)字g的間距可以減小孔間的能量泄露，從而有效地減小輻射損耗，為了盡量的減小損耗，尺寸遵循d＜0.2 λg，d/WSIW＜0.2，d/s≥0.5 的設(shè)計(jì)原則。

在電磁能量損耗較小的情況下，電磁波被限制在兩排金屬通孔之間傳播，此時(shí)，SIW 諧振腔就可以與填充相同介質(zhì)的矩形波導(dǎo)等效。

TM 和TEmn（n≠0）波在SIW 諧振腔中傳輸時(shí)，會(huì)感應(yīng)出沿側(cè)壁縱向流動(dòng)的表面電流，而相鄰金屬孔之間的縫隙會(huì)阻斷表面電流的流動(dòng)，因此TM 和TEmn波不能在SIW 諧振腔中傳播[4]。當(dāng)SIW 諧振腔中傳播TEm0模式的波時(shí)，電流沿著金屬孔上下流動(dòng)而沒有被阻斷，因此電流可以傳輸。

在WSIW已知的情況下，可以計(jì)算出等效矩形波導(dǎo)的寬度WRWG。傳播主模TE10時(shí)，截止頻率為：

SIW 諧振腔的主模截止頻率由寬邊尺寸WSIW決定。利用普通矩形波導(dǎo)的等效阻抗公式可以表示SIW 諧振腔的等效阻抗為：

1.2 濾波器饋線結(jié)構(gòu)選型

饋線結(jié)構(gòu)作為濾波器輸入輸出結(jié)構(gòu)，在不同需求下的選擇有所不同。共面波導(dǎo)常用傳輸線轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)有微帶線和共面波導(dǎo)兩種，其中微帶線在傳輸信號(hào)時(shí)，電磁場(chǎng)主要分布在介質(zhì)層中，其導(dǎo)體帶厚度對(duì)特性阻抗無明顯影響，適用于窄帶結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)；共面波導(dǎo)相較微帶線，其導(dǎo)體帶精度要求更高，厚度影響量約為微帶線10 倍，傳輸過程中，電磁場(chǎng)大量分布在空氣中，因此有效介電常數(shù)比同材質(zhì)微帶線低，同時(shí)，相較微帶線傳輸更接近準(zhǔn)TEM波，色散少，適用于寬帶設(shè)計(jì)，與本次設(shè)計(jì)要求相符。

共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)作為輸入輸出轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)分為背面無接地面和背面有接地面兩種不同結(jié)構(gòu)，在相同結(jié)構(gòu)尺寸情況下，背面不接地共面波導(dǎo)的特性阻抗受槽線寬度及導(dǎo)體帶寬度影響很大[5]，而背面接地共面波導(dǎo)的特性阻抗在槽線寬度大于0.5 mm 后變化很小；而且在結(jié)構(gòu)尺寸相同時(shí)，前者的特性阻抗比后者的要大[6]，因此本文選擇背面接地共面波導(dǎo)作為濾波器饋線結(jié)構(gòu)。背面接地共面波導(dǎo)主要影響其特性阻抗的參數(shù)有：導(dǎo)體層厚度T，導(dǎo)體帶寬度W，兩邊槽線寬度G，介質(zhì)層厚度h，以及介質(zhì)層相對(duì)介電常數(shù)ε 和損耗角正切tanD 等，背面接地共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 背面接地共面波導(dǎo)傳輸線模型圖

在背面接地共面波導(dǎo)傳輸線的基礎(chǔ)上，本文通過HFSS軟件進(jìn)行仿真設(shè)置。Port 寬度為10W 及10S 中取最大值，高度為4h 及4G 中取最大值，底邊為共面波導(dǎo)背面接地面下沿。為將電磁場(chǎng)限制在介質(zhì)層中，本文在邊界處刻蝕了貫穿通孔并電鍍金，模型如圖3 所示。

圖3 共面波導(dǎo)邊界模型圖

其中共面波導(dǎo)上接地面寬度J 在1～4 倍介質(zhì)層厚度的范圍內(nèi)時(shí)[7]，其特性阻抗會(huì)產(chǎn)生約2 Ω 的誤差量，超出4 倍介質(zhì)層厚度后趨于穩(wěn)定；通孔寬度在接地面共面波導(dǎo)模型范圍內(nèi)存在約1 Ω 誤差；通孔與槽線間距則對(duì)匹配的影響最大，當(dāng)間距小于7 倍導(dǎo)體帶寬度W 時(shí)，特性阻抗隨頻率降低，不同間距產(chǎn)生約2 Ω 誤差，當(dāng)間距大于7 倍導(dǎo)體帶寬度W 時(shí)，特性阻抗產(chǎn)生約4 Ω 誤差，且當(dāng)頻率達(dá)到50 GHz 時(shí)特性阻抗有明顯上升。因此，通孔與共面波導(dǎo)槽線間距不可過寬，應(yīng)與導(dǎo)體帶寬度W相同，其變化曲線如圖4 所示。

圖4 特性阻抗隨頻率及通孔間距變化曲線圖

本文通過以上步驟，完成了濾波器饋線的選型和尺寸確定。

1.3 濾波器小型化設(shè)計(jì)

完成饋線選型后，進(jìn)行濾波器小型化設(shè)計(jì)。本文濾波器SIW 諧振腔中信號(hào)傳輸模式為TE模，其電磁場(chǎng)以共面波導(dǎo)傳輸方向?yàn)檩S線，呈水平左右對(duì)稱分布，軸線部位為SIW 諧振腔的電磁場(chǎng)等效磁壁[8]，而SIW 諧振腔在沿等效磁壁切割后，信號(hào)傳輸模式及其位置分布無明顯變化，通過此種平面半模切割的方式，可以大大減小濾波器尺寸[9]。

微帶輸入輸出結(jié)構(gòu)在半模切割下，可以通過補(bǔ)足線寬，將端口恢復(fù)為50 Ω，而共面波導(dǎo)等轉(zhuǎn)換饋線結(jié)構(gòu)在半模切割下由共面波導(dǎo)轉(zhuǎn)換成槽線結(jié)構(gòu)形式，如圖5 所示，此槽線結(jié)構(gòu)形式通過槽線兩側(cè)金屬導(dǎo)體，將通過的電磁場(chǎng)控制在槽線間進(jìn)行傳輸，傳輸?shù)牟皇莻鹘y(tǒng)TEM模或準(zhǔn)TEM模，而是一種波導(dǎo)模[6]。

圖5 共面波導(dǎo)切割后結(jié)構(gòu)圖

共面波導(dǎo)轉(zhuǎn)換成槽線形式后，其特性阻抗通過查看其S 參數(shù)進(jìn)行對(duì)比，其結(jié)果如圖6 所示。

由圖6 可知，進(jìn)行等效磁壁半模切割之后，共面波導(dǎo)饋線結(jié)構(gòu)插損和回波損耗有明顯的優(yōu)化。同時(shí)在垂直方向上進(jìn)行堆疊[10]，將信號(hào)由單層水平傳輸轉(zhuǎn)換為從下層介質(zhì)層傳輸?shù)缴蠈咏橘|(zhì)層，并從上層介質(zhì)層傳輸回下層介質(zhì)層的耦合傳輸模式，進(jìn)而縮短信號(hào)輸入輸出端口間的直線距離，使得濾波器尺寸進(jìn)一步變小。雙層半?；刹▽?dǎo)濾波器結(jié)構(gòu)如圖7 所示。

圖6 共面波導(dǎo)饋線結(jié)構(gòu)半模切割前后曲線對(duì)比圖

圖7 雙層半?；刹▽?dǎo)結(jié)構(gòu)圖

1.4 濾波器雙通帶設(shè)計(jì)

在小型化的基礎(chǔ)上，分析圖7 所示結(jié)構(gòu)電磁場(chǎng)分布可以得知，下層介質(zhì)層中均勻分布有所需TE101模、TE102模、TE103模、TE104模4 種不同模式，其中TE101模及TE102模電場(chǎng)如圖8 所示。

圖8 下層介質(zhì)層TE101模（左）TE102模（右）電場(chǎng)分布圖

四種單一模式無法形成所需的雙通帶性能，且單一通帶較窄，此時(shí)通過單雙模式合并的方式進(jìn)行通帶展寬，由圖8 可知，在半模諧振腔下邊緣中間位置刻蝕通孔[11]，會(huì)對(duì)TE101 等單數(shù)模式產(chǎn)生高頻搬移，而對(duì)TE102等雙數(shù)模式并不會(huì)產(chǎn)生明顯影響，借此將TE101模、TE102模合并為第一通帶，TE103模、TE104模合并為第二通帶，完成本文雙通帶基礎(chǔ)設(shè)計(jì)，結(jié)構(gòu)如圖9 所示。

圖9 雙通帶結(jié)構(gòu)圖

在完成雙通帶基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，分析上層介質(zhì)層電磁場(chǎng)分布，其中TE101模及TE102模電場(chǎng)如圖10 所示。

圖10 上層介質(zhì)層TE101模（上）TE102模（下）電場(chǎng)分布圖

下層介質(zhì)層諧振模式并不足以形成良好的寬帶特性，本文通過在雙層介質(zhì)層間各模重合處刻蝕L 型槽線，形成耦合窗口，搭建上下介質(zhì)層間電耦合通道，將下層介質(zhì)層TE101模TE102模形成的第一通帶與上層介質(zhì)層TE101模進(jìn)行合并，形成最終的第一通帶，并將下層介質(zhì)層TE103模TE104模形成的第二通帶與上層介質(zhì)層TE102模進(jìn)行合并，形成最終的第二通帶，其中上層介質(zhì)層TE101模及TE102模分別在29 GHz 以及47 GHz處。進(jìn)一步展寬了雙通帶帶寬，最終結(jié)構(gòu)如圖11 所示。

圖11 最終結(jié)構(gòu)圖

如圖11 所示，本文設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)所通過的信號(hào)經(jīng)過下層介質(zhì)層，首先形成所需TE101模、TE102模、TE103模、TE104模，然后通過刻蝕下邊緣中間通孔合并TE101模、TE102模為第一通帶，TE103模、TE104模合并為第二通帶，完成雙通帶的構(gòu)建，接著刻蝕L 型槽線，將上層介質(zhì)層TE101模并入第一通帶、TE102模并入第二通帶，最終完成雙通帶展寬。

仿真曲線如圖12 所示，濾波器第一通帶中心頻率為25.125 GHz，中心損耗為1.9 dB，3 dB 帶寬大于7.75 GHz，相對(duì)帶寬為30%，雙通帶間抑制大于20 dB，第二通帶中心頻率為45.25 GHz，中心損耗為1.7 dB，3 dB 帶寬大于4.5 GHz，相對(duì)帶寬為10%，芯片尺寸僅為4.2 mm×1.1 mm×0.8 mm。

圖12 濾波器芯片HFSS 仿真結(jié)果圖

1.5 同類文獻(xiàn)對(duì)比

本文設(shè)計(jì)與同類文獻(xiàn)對(duì)比結(jié)果如表1 所示。

表1 文獻(xiàn)對(duì)比

2 結(jié)論

本文提出并設(shè)計(jì)了一款基于MEMS 的小型化雙通帶寬帶濾波器芯片，分析了輸入輸出端口共面波導(dǎo)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)過程，在小型化的基礎(chǔ)上，通過通孔及L 型槽線的形式很好地構(gòu)建了雙通帶基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)并完成各通帶的展寬工作。最終設(shè)計(jì)了一款基于MEMS 工藝下的高頻段、小尺寸、寬頻帶的雙通帶濾波器，芯片尺寸僅為4.2 mm×1.1 mm×0.8 mm。