高頻驅動電路與高效GaN HEMT 電源模塊的實現*

王 宇，馬 偉，胡偉波，王美玉

（南開大學 電子信息與光學工程學院，天津 300350）

0 引言

功率器件柵極驅動電路是電源模塊的重要組成部分，在電源轉換和能量獲取領域起著關鍵的作用。功率器件柵極驅動電路被廣泛用于汽車電子、移動快充、通信基站等領域。柵極驅動電路作為電源模塊的基礎部分，其速度和功耗將直接影響電路的整體性能[1-3]。電源模塊產生系統損耗的原因有很多：一是驅動電路死區時間設置不當，導致功率器件同時承受高電流和高電壓；二是功率器件柵極充電損耗，由于傳統功率半導體器件柵極的輸入電容較大，充放電產生動態功耗，導致驅動開關的損耗提升；三是傳統功率半導體器件具有體二極管，二極管導通的時間越長，其傳導和反向恢復損耗便越高。

電源模塊高效特性的實現依賴于高性能功率半導體器件[4-5]。傳統的功率半導體器件導通電阻和柵極電荷均比較大，且工作頻率有限。近年來，第三代半導體材料得到飛速發展。其中，氮化鎵高電子遷移率器件是第三代半導體的主要代表。由于氮化鎵器件擁有導通電阻小、承受電壓高，工作頻率高等特性，被廣泛應用于電源模塊的輸出級。

氮化鎵器件的優良性能，對驅動電路的死區處理提出了更高的要求。系統工作頻率增加時，單位周期內死區時間占比增加，不利于系統效率的提升。所以，死區時間控制技術是驅動電路實現高效率的途徑之一，也是驅動電路的關鍵技術突破點。相關專家和學者提出了各種控制死區時間的方法：固定死區電路、零電壓開關技術、自適應死區技術[6-8]。本電路采用死區最小化處理電路和非重疊降低死區時間損耗，提升系統效率。

本文設計了一款高頻驅動電路與GaN HEMT 高效電源模塊，并通過測試平臺電路結構的可行性以及頻率、效率等特性。

1 典型的開關電源電路

圖1 是典型開關電源電路的結構框圖[9]。高頻信號波形生成器產生方波信號；固定死區模塊控制驅動波形不同時為高，并產生固定死區時間；電平搬移模塊提升驅動波形的電平。

圖1 典型開關電源電路的結構框圖以及體二極管導通現象

典型開關電源電路工作流程如下：高頻信號波形生成器輸出方波信號，經過固定死區時間模塊分為兩支信號，分別記為P1、P2；其中P1用于控制下管的通斷；P2波形進入電平搬移模塊，將波形高電平搬移后用于上管的驅動；通過VH、VL波形的控制，輸出節點VSW信號頻率與PWM波形頻率一致，經過濾波模塊產生直流電平VO信號。

傳統驅動方式會引起器件的意外開啟。當下管導通時，VSW電位迅速被拉到零電平，柵極電壓VH也會隨之被拉到零電平。由于柵極電壓VH滯后于VSW電壓到達零電平，使得上管器件的VGS產生瞬間的高電平，導致上管意外開啟。此時可能使上管和下管同時打開，產生部分損耗。針對此現象，本電路后續版本將進行優化[10]。

功率器件自身的特性很大程度上決定了系統性能的上限。由于傳統功率器件具有寄生的PN 結，當驅動波形處于死區狀態時體二極管會導通，出現反向導通電流，使電路功耗增加。傳統功率器件自身導通電阻和寄生電容較大，造成的導通損耗和輸出電容損耗也很大。傳統功率器件的電子遷移率以及電壓工作范圍有限，限制了傳統功率器件在高頻、高壓領域的發展[11-12]。

2 本文的氮化鎵高頻高效電源模塊

2.1 氮化鎵高頻高效電源模塊的整體描述

圖2 所示為本文的氮化鎵高頻高效電源模塊結構框圖。整體電路由高頻驅動電路和功率輸出級組成。死區最小化處理電路和非重疊模塊以及電平搬移模塊共同組成了高頻驅動電路。

圖2 氮化鎵高頻高效電源模塊結構框圖

死區時間最小化處理電路和非重疊模塊是本文高頻驅動電路的核心。本模塊集成死區時間調節與非重疊模塊于一體。非重疊功能能夠嚴格控制高側功率管和低側功率管驅動信號不同時輸出高電平，這樣可以防止兩個功率器件同時開啟，能夠有效抑制大電流直通現象。死區時間調節功能能夠將驅動波形同時為低電平的時間減小，提高整個周期內電源系統的轉換效率。

氮化鎵大功率驅動輸出級有助于驅動電路高頻性能的提升。本文驅動電路的輸出級是由兩個氮化鎵增強型NMOS 器件和低內阻電感電容濾波模塊共同組成的。由于氮化鎵器件的獨有特性使得整體驅動波形的工作頻率增加。低內阻電感電容濾波模塊在完成濾波基礎上能夠保證引入很小的損耗。

2.2 GaN 電源模塊的高頻驅動電路

如圖3（a）為氮化鎵高頻高效電源模塊驅動電路的死區時間最小化處理電路和非重疊模塊。該模塊由可調數字電容電阻延遲陣列模塊、電壓偏置生成電路與高速比較器處理模塊組成。利用納秒級別的快速比較器實現兆赫茲頻率的非重疊信號處理。

圖3 死區最小化和非重疊模塊以及電路死區時間調節

電路工作原理如下：偏置電壓生成電路產生兩路參考電平作為高速比較器的基準信號，分別記為VREF1、VREF2。PWM 波經過可調數字電容電阻陣列將上升沿和下降沿微調后，產生PIN信號連接到兩個比較器中。比較器COMP1將高頻方波作為正端輸入信號，電平VREF1為負端輸入信號，若方波信號高于參考電平時輸出為高電平；反之，為低電平。比較器COMP2將高頻方波作為負端輸入信號，電平VREF1為正端輸入信號，若方波信號低于參考電平時輸出為高電平；反之，為低電平。

電路通過調節偏置電壓模塊產生不同的參考電平，能夠有效控制高低兩側驅動波形的非重疊效應和死區時間。從圖3（a）的配置2 中可以看出P1信號的上升沿和下降沿均向外拓展，P2信號的上升沿和下降沿均向內收縮，但是P1的上升沿永遠遲于P2的下降沿；P2的上升沿永遠遲于P2的下降沿。由于VREF1比VREF2高且始終存在一個微小的壓差ΔV，因此P1和P2的波形也不會出現同時為高電平的現象，即電路波形是非重疊的；由于兩個參考電平的壓差很小，則輸出的P1和P2的死區時間也會減小。圖3（b）為不同死區時間配置的仿真結果，配置1 中VREF1和VREF2電壓差值為1.8 V，經過比較器的快速響應，其死區時間為1.2 ns；配置2 中調節電壓偏置模塊輸出的參考電平VREF1和VREF2電壓差值為0.8 V，此時通過比較器電平翻轉能夠有效將死區時間縮短，死區時間為67 ps，實現死區時間最小化功能。本電路是通過調節參考電平VREF1和VREF2之間的壓差ΔV，實現死區時間最小化的調節，達到死區時間最小化處理的目的。本模塊既可以實現驅動信號的非重疊，也能夠有效減小死區時間，有助于提升系統的工作效率。

2.3 GaN 電源模塊的功率輸出級

圖4 為本文提出的高頻高效驅動電路的功率輸出級。其中功率器件采用氮化鎵型常關型器件，濾波模塊采用低內阻的電感和電容。圖中展示了功率器件和電感電容寄生器件的相關分布。

圖4 高頻高效驅動電路的大功率輸出級

氮化鎵器件相較于傳統功率器件具有諸多優勢。氮化鎵具有更低的導通電阻，更小的輸入電容，產生更少的導通損耗；氮化鎵器件的高頻特性和高壓特性優于其他類型器件，具有更廣闊的應用范圍；氮化鎵晶體管通過不同材料形成的二維電子氣（2DEG）來導電，因此不存在硅基器件的體二極管反向恢復問題；氮化鎵功率器件可以實現較高的壓擺率，因此可以比傳統器件更快地進行頻率轉換。表1 是MOSFET 與氮化鎵器件的性能參數對比，可以更直觀地展現氮化鎵材料的優勢。

表1 MOSFET 與GaN 器件參數對比

氮化鎵器件主要分為兩種：具有隔離柵極結構的氮化鎵器件和具有柵極注入技術的氮化鎵器件。后者的柵極結構具有箝位行為的優點，可以防止柵極過沖。本文采用的氮化鎵器件是增強型NMOS 器件，易于驅動電路的搭建。

電源模塊是高效電力的來源之一。為了進一步提高系統效率，需要了解電源模塊的系統損耗類型。通過分析系統的損耗因素和損耗大小，進行高效驅動系統的優化。

圖5 為氮化鎵大功率輸出電路的開關節點和電感電流波形圖。當波形處于A 段時，高側器件開啟，低側器件關斷，此時電流流經高側器件的導通電阻，進行濾波輸出。當波形處于B 段時，高側器件關斷，低側器件開啟，此時電流從電感途經低側器件流到地。當波形處于C、D 段時，高側和低側器件均關斷，阻止電路產生從電源到地的大電流。其中，A、B 段產生系統導損耗，C、D段產生開關損耗，氮化鎵器件的輸入輸出電容分別產生柵極電荷損耗和輸出電容損耗。此外，電容電感的寄生電阻也會引起寄生電阻損耗。系統損耗與效率分析如表2所示。其中IOUT為輸出電流；RON_H為高側器件的導通電阻；RON_L為低側器件的導通電阻；D 是頻率波形的占空比；Vin為輸入電壓；trh為高側器件的上升沿時間；trf為高側器件的下降沿時間；fsw為系統開關頻率；Cossh和Cossl分別為高低兩側輸出電容；Rind和Rcap分別為電感和電容的寄生電阻；Vgs為氮化鎵器件的柵源電壓；Qgh和Qgl為高低兩側器件的柵極電荷。

圖5 開關節點輸出波形

表2 系統損耗與效率分析

3 電源系統測試

本文利用集總參數元件和具有柵極注入技術的氮化鎵器件在PCB 板極實現了高頻GaN 驅動電路和高效GaN 電源模塊。圖6 為系統的測試結果，結果符合預期。

圖6 高頻高效GaN 電源電路的關鍵波形測試結果

圖6 的系統測試結果表明，系統可實現10 MHz 頻率范圍以內的開關頻率。1 MHz 時氮化鎵大功率器件輸出開關波形的上升沿和下降沿時間分別為10 ns 和5 ns;10 MHz 時氮化鎵大功率器件輸出開關波形的上升沿和下降沿時間分別為8 ns 和14 ns。

圖7 為1～10 MHz 范圍內，系統總功率、輸出功率以及系統效率的變化曲線圖。從圖中可以看出，系統總功率在10 W 附近，輸出功率在9 W 附近。隨著頻率的增加，系統效率在緩慢下降，這是由于開關損耗和輸出電容損耗與頻率呈現正相關，加重了損耗在總功耗中的權重。系統頻率為1 MHz 時，效率高達93.7%；系統頻率為10 MHz 時，效率為83.5%。本系統可以實現高頻高效大功率輸出。驅動電路參數對比如表3 所示。

圖7 功率和效率隨頻率變化圖

表3 驅動電路參數對比

4 結論

本文提出了一種高頻驅動電路與高效GaN HEMT電源模塊的實現方法。本設計利用死區時間最小化電路和非重疊模塊以及氮化鎵器件可以實現高頻高效大功率輸出的技術指標。測試結果表明該結構可實現工作頻率1～10 MHz，效率達到90%左右，整體功率為10 W。本電路在電源驅動領域具有一定的使用價值和應用前景。