基于量化電壓并行比較的IGBT狀態監測保護電路

黃先進 李 鑫 劉宜鑫 王風川 高冠剛

基于量化電壓并行比較的IGBT狀態監測保護電路

黃先進 李 鑫 劉宜鑫 王風川 高冠剛

（北京交通大學電氣工程學院 北京 100044）

在中高壓、大容量電力電子變流系統中，大功率IGBT模塊是變流器的核心器件，而驅動電路是影響IGBT模塊及其組成的變流系統運行可靠性的關鍵因素。已有研究表明，對于IGBT模塊的突發故障與老化失效，通過驅動電路進行狀態監測與保護是目前能夠對其實現故障診斷最快的方法。因此，該文提出一種基于量化電壓并行比較的IGBT狀態監測保護電路。首先，建立IGBT模塊等效電路模型，分析模塊內部寄生參數對飽和導通壓降ce(sat)、短路電流sc、開通延遲時間don及門極峰值電流gpeak等狀態參數的影響，利用其在不同老化程度下的變化范圍構建IGBT模塊的全壽命安全工作區，為量化電壓設定提供依據。其次，以ce(sat)與don作為采集對象，設定特定閾值，對檢測信號進行量化，根據比較電路的邏輯輸出實時監測并辨別短路故障與老化程度，從而保護IGBT模塊。最后，利用Pspice進行仿真分析，驗證了該方法的正確性與可行性。

狀態監測 量化電壓 全壽命安全工作區 驅動電路

0 引言

絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）是一種復合全控型電壓驅動式功率半導體器件，由雙極型三極管（Bipolar Junction Transistor, BJT）和絕緣柵型場效應管（MOSFET）組成[1-4]。由于其導通壓降低、輸入阻抗高、驅動電路簡單等優點，成為大、中型電力電子變換裝置中的核心器件，現已廣泛應用于工業變頻、智能電網以及新能源發電等新興領域，并且不斷向大容量化、高性能化方向發展。由變流系統可靠性調研報告可知，功率半導體器件以31%的故障率成為變流系統中效率最高、最為脆弱的組成環節[5]。因此，如何有效提高IGBT工作可靠性成為國內外學者關注的焦點問題。

IGBT驅動電路作為電力電子裝置的功率電路與控制電路之間的接口，是影響IGBT可靠性的重要因素。高性能的門極驅動保護電路不但是實現功率器件正常開通與關斷的基礎，也是其能夠安全運行的保證。考慮到結構簡單、成本較低等因素，目前工業生產中IGBT驅動電路一般采用固定的驅動電壓和門極電阻對器件的開關特性進行調節[6]。但由于IGBT開關延遲時間、開關損耗、尖峰應力和電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）等參數之間存在制約關系，該方法難以對開關特性實現同時優化，控制效果有限。

為了發揮IGBT最優性能，有源門極驅動電路因能夠克服開關損耗與開關特性之間的矛盾，得到越來越廣泛的關注。其根據電路結構，可分為開環型與閉環型兩類，其中，開環驅動電路包括可變門極電阻、可變門極電壓與可變門極電流三種形式[7-9]；而閉環驅動電路又可分為數字信號反饋型、連續狀態反饋型與離散事件反饋型[10-12]。文獻[8]提出了一種改變門極電壓ge幅值的控制方法，能夠有效地抑制開通過電流與關斷過電壓，但該方案增加了IGBT驅動電路的設計難度。文獻[9]提出了一種三級有源門極驅動電路，將開關過程分別劃分為三個階段，在不同階段注入相應的門極電流實現開關性能的優化，但該方案同樣提高了硬件設計的難度，并且難以應用在實際工程中。為了擺脫對模型精度與器件參數的過分依賴，引入負反饋的閉環驅動電路得到更廣泛的關注。文獻[10]采用ADC與DAC芯片進行模數轉換，并通過數字控制單元實現控制優化，對于器件參數的適應性較強，但ADC與DAC芯片存在較大的時間延遲，且硬件成本高。文獻[11]在開關過程中的不同階段設定參考閾值，根據閾值比較結果采取相應的控制策略，該方法響應速度較快，降低了電路設計的難度，但不具備在線調整控制參數的能力。文獻[12]在雙閉環控制的基礎上，采用一個運算放大器搭建PI控制器，通過數字控制單元實現對dc/d與dce/d的高帶寬、高精度的反饋控制，但驅動電路設計較為復雜、成本昂貴，且穩定性難以保證。

由于IGBT模塊尤其是高壓大功率模塊的工作條件往往較為惡劣，橋臂直通、負載短路等均會導致IGBT產生故障。如果不能及時、準確地檢測故障并進行保護，會導致IGBT永久性損壞，系統故障，產生經濟損失或人員傷亡；而在正常工況下，由于IGBT模塊長期經受電、熱沖擊和機械應力積累作用，其內部結構逐漸產生異常從而導致性能退化，最終失效。為提高變流系統的運行可靠性，故障檢測保護、狀態監測等技術應運而生，利用相應的檢測與分析方法對與器件運行狀態有關的參數進行監測，并對器件當前的運行狀態進行判斷。一旦發現狀態參數出現異常變化，則采取相應措施來保證系統的安全運行，防止災難性故障發生。文獻[13]提出了基于4級ce檢測的過電流保護策略，通過設置4個檢測閾值，利用飽和導通壓降ce(sat)的大小判斷過載、硬短路與軟短路等故障類型并及時進行保護，但該方法無法對IGBT模塊的老化程度進行監測。文獻[14]同樣以ce(sat)作為檢測信號，采用控制算法實現故障診斷，從而判斷IGBT的短路故障及老化程度，但由于額外的監測系統，在工業應用中具有局限性。文獻[15-22]通過搭建功率循環平臺開展加速老化試驗，研究了飽和導通壓降ce(sat)[15]、短路電流sc[16]、結溫j[17-18]、跨導lin[19]等靜態參數與門極電壓ge[20-21]、門極電流g[22]等動態參數在IGBT老化過程中的變化趨勢，但各狀態參數的提取方法還需深入研究。

為了防潮、加強絕緣等，IGBT模塊通常采用密閉封裝，無法開封放入測量裝置，使得狀態監測遇到較大的障礙。另外，通過門極驅動電路進行狀態監測與保護是目前能夠對IGBT模塊實現故障診斷最快且唯一的方法[23]。因此，本文提出一種基于量化電壓并行比較的IGBT狀態監測保護電路，通過設定量化電壓，將狀態參數的檢測值進行量化，利用邏輯輸出判斷IGBT模塊的健康狀態。構建多芯片并聯封裝IGBT模塊的等效電路模型，分析模塊內部寄生參數對飽和導通壓降ce(sat)、短路電流sc、開通延遲時間don及門極峰值電流gpeak等狀態參數的影響，并根據其變化范圍構建IGBT模塊的全壽命安全工作區，為量化電壓的設定提供依據。以ce(sat)與don作為檢測信號，通過量化電壓并行比較的方法實時監測并辨別短路故障與老化程度，從而保護IGBT模塊，提高器件運行可靠性。最后，利用Pspice進行仿真分析，驗證了該方法的正確性。

1 IGBT驅動電路中的狀態監測技術

IGBT驅動電路在保證正常脈沖信號功率放大的同時，也要時刻檢測IGBT的工作特性，反饋開關過程即開通與關斷階段對應的電壓電流特性。IGBT在正常工況與故障工況下的電氣特性參數有很大不同，需要設計不同的檢測電路獲取相應的電壓電流變量，判定各種工況下IGBT的工作特性。IGBT隨著使用時間的增加，自身的特性會發生改變，而IGBT健康狀態體現在IGBT正常工作時狀態參數的變化上。

1.1 IGBT正常工況參數檢測

為了評估功率器件的動態參數，通常采取的測量方法是雙脈沖測試。IGBT正常工作時的開關暫態波形如圖1所示，其開通和關斷過程均可分為四個階段，各階段的分析見表1。

根據IGBT開關暫態過程中的各個階段可知，開關過程中的集射極電壓ce與集電極電流c會受到門極電壓ge與門極電流g的控制。為了在開關過程中實時調節ge與g進而對ce與c實施控制，常用的方法包括變門極電阻、變門極電壓和變門極電流，有源門極驅動電路示意圖如圖2所示。此外，這三種方法是閉環控制策略的基礎，通過對ce、c、dce/d及dc/d等參數進行采集并引入閉環負反饋，對IGBT的開通關斷過程進行控制，降低開關損耗并抑制尖峰應力。

圖1 IGBT開關暫態波形

表1 IGBT開關暫態階段分析

Tab.1 Analysis of transition stages

圖2 有源門極驅動電路示意圖

在IGBT的功率回路中存在寄生電感，當IGBT關斷時，由于集電極電流c的減小，在寄生電感上會產生感應電壓，可能出現關斷過電壓導致器件失效。雖然通過變門極電阻的方法能夠抑制dc/d，為了提高IGBT的可靠性，需引入有源鉗位方法。有源鉗位電路如圖3所示。圖3a是利用串聯的瞬變電壓抑制二極管（Transient Voltage Suppressor, TVS）與快恢復二極管實現簡單有源鉗位電路。當集射極電壓ce超過TVS的擊穿電壓時，擊穿電流通過二極管流入門極，門極電壓再次升高，集電極電流變化率dc/d降低到安全值，但擊穿電流會在流經驅動電阻與推挽電路時產生損耗，降低了有源鉗位電路的可靠性。為了克服這一缺點，改進型的有源鉗位電路如圖3b所示。擊穿電流被分為門極注入電流與關斷門極電壓調節電流，其中，門極注入電流由電阻1調整[23]。

圖3 有源鉗位電路

1.2 IGBT故障工況檢測技術

IGBT模塊一般應用在中大功率場合，工作環境或非正常工作條件引起的短路、過電壓、過溫等故障均會造成器件損壞，其中，短路故障是IGBT模塊損壞的主要原因，因為短路電流會達到額定電流的8～10倍，短路電流越大，IGBT的失效風險越高，通常IGBT模塊承受短路電流的時間為10ms，所以必須迅速關斷。

IGBT短路故障波形如圖4所示，短路故障通常分為Ⅰ類短路（short circuit Ⅰ）與Ⅱ類短路（short circuit Ⅱ）兩種。當發生Ⅰ類短路故障時，IGBT在開通之前，負載回路已經處于短路狀態，如上、下橋臂直通。當IGBT開通后，集電極電流c迅速增大，集射極電壓ce因功率回路中的雜散電感會發生小幅下降后繼而上升為母線電壓；當發生Ⅱ類短路故障時，IGBT由正常工況進入短路狀態，如相間短路。發生短路故障后，集電極電流c迅速上升，IGBT發生退飽和現象并進入放大區，集射極電壓ce迅速上升，最終穩定在母線電壓。

圖4 IGBT短路故障波形

當IGBT發生短路故障時，集電極電流c、門極電壓ge、集射極電壓ce等參數均會發生變化。根據不同參數的變化特征，短路故障檢測方法包括ce退飽和檢測、門極電壓檢測、集電極電流檢測與d/d檢測，IGBT短路故障檢測電路如圖5所示。

圖5 IGBT短路故障檢測電路

不同檢測方法有著各自的優缺點。ce退飽和檢測方法原理簡單、成本較低，但存在檢測盲區，即在一段時間內無法檢測短路故障，嚴重威脅IGBT的安全運行。門極電壓檢測方法無檢測盲區，反應速度快，但采集電路設計復雜、易受干擾、可靠性不高。集電極電流檢測方法利用電流傳感器或鏡像IGBT實現故障檢測，原理簡單，但成本較高。d/d檢測方法利用IGBT模塊輔助發射極e與功率發射極E之間的寄生電感eE檢測集電極電流的變化率，沒有檢測盲區且采集電路容易集成，但無法有效監測Ⅱ類短路故障。因此，通過將上述基本的檢測方法互相結合，組成更有效的檢測方法，從而可靠保護IGBT。

1.3 IGBT健康狀態檢測

隨著IGBT模塊的逐漸老化，飽和導通壓降ce(sat)、短路電流sc、開通延遲時間don及門極峰值電流gpeak等外部特性參數也會呈現出相應的變化趨勢，從而反映器件的老化情況與健康狀態，能夠將其作為狀態參數進行監測，并應用于IGBT驅動電路中，從而提高變流系統的運行可靠性。此外，IGBT老化的主要表現形式為鍵合線老化，而鍵合線是IGBT模塊的重要組成部分，脫落是其損傷的最終表現[24-25]，通過改變內部寄生參數影響各狀態參數。當IGBT模塊部分鍵合線脫落后，模塊不會立即損壞，仍能夠正常工作，隨著使用時間的不斷增加，脫落的鍵合線越來越多，導致IGBT模塊性能退化并最終失效。

多芯片并聯IGBT模塊等效電路如圖6所示，高壓大功率IGBT模塊內部由個IGBT芯片并聯構成，每個芯片發射極固定有根鍵合線。IGBT模塊在實際運行中，主要分為穩態、斷態及開關暫態三種狀態，其中，常見的動靜態電氣參數主要存在于穩態以及開關暫態過程當中。此外，鍵合線脫落導致的故障可以分為兩種：①部分鍵合線脫落影響鍵合線寄生電阻及寄生電感的值，對整體電路結構不產生影響，即改變；②大量鍵合線脫落導致芯片開路故障，此時電路結構發生變化，即改變。為了簡化分析，僅將模塊內部不同芯片均有數量相同的鍵合線老化脫落（不變、改變）與單個芯片鍵合線完全脫落（不變、改變）兩種情況作為鍵合線老化脫落的標準。

圖6 多芯片并聯IGBT模塊等效電路

基于此，對不同情況下的兩種電氣狀態參數進行定量分析。其中，將IGBT在固定工況下保持穩定不變的狀態參數稱為相對較長時漸變參數，包括飽和導通壓降ce(sat)及短路電流sc等；將IGBT在工作過程中存在差異、變化相對不穩定的狀態參數稱為相對較短時漸變參數，包括開通延遲時間don及門極峰值電流gpeak等。

1）相對較長時漸變參數

（1）飽和導通壓降ce(sat)。根據IGBT模塊的封裝形式，模塊內部IGBT芯片與外部電路的電氣連接是通過與覆銅陶瓷基板之間的鍵合線實現，所以模塊通態電阻on的表達式應為

式中，chip為單個芯片通態電阻；wire為單根鍵合線等效電阻。

因此，IGBT模塊導通時的飽和導通壓降ce(sat)由芯片飽和導通壓降與鍵合線等效電阻壓降兩部分構成，設此時流過IGBT模塊的集電極電流為c，則有

可以看出，在模塊的集電極電流c和芯片工作結溫j不變的前提下，鍵合線脫落導致的兩種故障情況會使、減小，從而使得整個IGBT模塊飽和導通壓降ce(sat)增大。

當模塊內部各IGBT芯片鍵合線發生不同程度的老化脫落，導致各芯片通路的阻抗特性不同時，式（1）、式（2）不再適用，需針對具體情況進行分析。由于模塊內部各芯片采用并聯結構，根據各芯片的值，可計算各芯片回路的通態電阻，最終計算得到IGBT模塊的飽和導通壓降ce(sat)。

（2）短路電流sc。當IGBT模塊發生短路時，器件工作在放大區，其內部芯片也均發生短路故障，所以各芯片穩態短路電流chip之和即為IGBT模塊的穩態短路電流sc。當門極驅動電壓穩定后，IGBT芯片短路電流的穩態值chip與芯片門射極電壓ge的關系式為

式中，為溝道寬度；PNP為PNP晶體管的共基極放大倍數；ch為溝道擴散長度；ox為金屬氧化層電容；ni為溝道載流子遷移率；ge(th)為門極開通閾值電壓，由芯片本身決定。

當IGBT模塊門極驅動電壓達到穩定后，門極驅動電流g為零，芯片門射極電壓ge保持不變，IGBT芯片的短路電流chip也為定值。因此，根據基爾霍夫電壓定律（KVL），在功率模塊的門極驅動電壓達到穩定后，IGBT芯片門射極電壓ge為

式中，gon為門極開通電壓。IGBT芯片短路電流chip可以寫為

從式（5）可以看出，IGBT模塊穩態情況下的短路電流不僅與芯片自身特性有關，同時還與封裝結構中的鍵合線等效電阻有關。因此，可以根據IGBT短路電流sc的變化，對IGBT模塊的健康狀態進行評估。為了簡化表達式，令

求解出chip的表達式為

IGBT在開通過程中，需滿足

可得IGBT模塊短路電流sc的表達式為

可以看出，當IGBT模塊工作在固定工況下時，鍵合線脫落導致的兩種故障情況使、減小，從而使得IGBT模塊的短路電流sc減小。

同理，當模塊內部各IGBT芯片鍵合線發生不同程度的老化脫落，各芯片的穩態短路電流chip不同時，式（9）不再適用，需通過式（7）、式（8）計算各IGBT芯片的穩態短路電流，最終得到模塊的穩態短路電流sc。

2）相對較短時漸變參數

為了方便求解，令

通過特征方程法求解微分方程的通解為

則IGBT模塊的總驅動電流g的表達式為

可以看出，當IGBT模塊內的鍵合線脫落導致鍵合線寄生電阻增加，即減小時，don增大；當鍵合線脫落導致芯片開路故障，即減小時，don減小。

可以看出，IGBT模塊內鍵合線脫落導致的兩種故障情況使、減小，從而使得門極峰值電流gpeak減小。

綜上所述，在穩態及開通暫態過程中，發射極鍵合線老化脫落導致寄生參數改變或芯片開路故障，都會使得ce(sat)、sc、don及gpeak等狀態參數呈現出相應的變化趨勢，不同老化情況下的狀態參數變化趨勢見表2。表2中，寄生參數改變代表少部分鍵合線脫落導致芯片回路中鍵合線寄生電阻與寄生電感發生改變，該芯片流通回路正常；芯片開路故障代表大量鍵合線老化脫落導致單個或多個芯片開路，芯片回路失效。

表2 不同老化情況下的狀態參數變化趨勢

Tab.2 The parameters’ change trend under different aging conditions

根據理論分析，狀態參數ce(sat)、sc、don及gpeak隨著IGBT模塊內部鍵合線逐漸老化脫落呈現出一定的變化趨勢。相比于健康狀態，隨著IGBT模塊的老化程度不斷加深，各狀態參數的變化也會逐漸增大。當IGBT模塊處于臨界失效時，各狀態參數均會發生最大范圍的改變。因此，仿照IGBT模塊的正向偏置安全工作區（Forward Bias Safe Operating Area, FBSOA）及反向偏置安全工作區（Reverse Bias Safe Operating Area, RBSOA）的命名，各狀態參數從IGBT模塊健康狀態直至臨界失效的變化范圍共同組成IGBT的全壽命安全工作區（Life Cycle Safe Operating Area, LCSOA）。

一般來說，由于老化疲勞引起的IGBT芯片的部分鍵合線脫落對于IGBT模塊整體的寄生參數影響較為微弱。當模塊中的單個或多個IGBT芯片出現開路故障時，IGBT模塊內部電路結構發生改變，寄生參數隨之產生明顯變化，從而可引起各個狀態參數發生明顯改變[26]，便于實現狀態監測，為IGBT模塊完全失效預警奠定基礎。因此，IGBT的老化程度可由模塊內部鍵合線老化脫落及發生開路故障的內部芯片數量進行表征。將IGBT的老化程度分為正常狀態、老化早期、老化晚期與臨界失效四種。當IGBT模塊的老化程度較低時（如正常狀態、老化早期），模塊內部僅有少數鍵合線發生脫落，不影響模塊的正常工作。隨著IGBT模塊的老化程度不斷加深（如老化晚期、臨界失效），大量鍵合線脫落導致多個芯片開路失效，內部電路結構發生較大改變，模塊已接近失效，不再適合正常工作。

對于相對較長時漸變參數，其不僅與模塊內部寄生參數有關，還與芯片自身特性相關。對于ce(sat)而言，當IGBT模塊內部發生芯片開路故障時，在負載電流不變的條件下，由于電路結構發生改變，剩余芯片流過的電流也隨之改變，使得ce(sat)發生改變，因而可以利用IGBT模塊的輸出特性曲線，對不同老化程度下的ce(sat)進行計算。對于sc而言，IGBT模塊的短路電流是內部芯片的短路電流之和，根據其短路特性及內部芯片數量，計算不同老化程度下的sc。對于相對較短時漸變參數，其僅與模塊內部寄生參數有關。對于don及gpeak，通過式（14）、式（15），能夠計算不同老化程度下的狀態參數，最終得到IGBT模塊的全壽命安全工作區。

此外，IGBT模塊的輸出特性曲線、短路特性及內部寄生參數，均可通過查詢相應型號IGBT模塊的數據手冊獲得。

2 量化電壓并行比較特征參數檢測方法

IGBT驅動電路主要包括隔離傳輸、功率放大和故障檢測保護等功能，從而保證IGBT模塊穩定可靠工作。利用IGBT的狀態參數進行監測，不僅能夠直接反映模塊的老化程度，而且無需改變模塊的原始結構，利用相應的輔助電路可以實現狀態參數的實時監測，即將狀態監測和故障識別等功能集成到傳統驅動電路中，有利于工程應用。通常情況下，可以利用高速A-D實現IGBT狀態量的檢測與控制，但A-D轉換芯片存在較大的時間延遲，對于開關速度較快的功率器件不適用，并且A-D轉換芯片增加了電路成本。因此提出量化電壓并行比較的狀態監測方法，根據IGBT模塊的全壽命安全工作區可以設定特定量化電壓，即多個比較器的設定閾值，對狀態參數的檢測值利用特定閾值進行量化，利用比較器的輸出進行編碼從而反映IGBT模塊的老化程度。

根據各狀態參數的定量分析、結合IGBT驅動電路的可靠性，選取飽和導通壓降ce(sat)、開通延遲時間don等狀態參數作為采集對象，實現IGBT模塊的狀態監測。

IGBT驅動電路狀態監測電路示意圖如圖8所示，在驅動電路實現無盲區短路檢測保護的功能基礎上，通過增加相應的輔助電路實現對狀態參數的實時監測。ce(sat)與don檢測電路的基本思想與常規退飽和檢測電路及d/d檢測電路類似，通過設定多個檢測閾值，將狀態參數的檢測值與設定閾值相比較，使得IGBT驅動電路能夠對模塊的老化情況進行實時監測、識別與警告，其中，ref1～ref3為ce(sat)的狀態監測閾值，ref5為don的結束判別閾值，ref4、ref6為短路故障檢測閾值。

圖8 狀態監測電路示意圖

對于飽和導通壓降ce(sat)的采集，由于模塊開通關斷壓差較大，飽和壓降較小，在退飽和檢測電路的基礎上，必須加入額外的輔助電路才能實現精確檢測，其中VD1～VD3采用型號相同、特性一致的二極管。當IGBT關斷時，母線電壓由VCE及div組成的支路承擔；當IGBT開通時，VD1～VD3正偏導通，此時差分放大器U1的輸出電壓為飽和導通壓降ce(sat)。通過設定4個檢測閾值ref1～ref4，將測量值ce(sat)與設定閾值進行比較，并將4路比較器的輸出結果送入控制芯片CPLD內進行分析，其中閾值的關系為ref4＞ref3＞ref2＞ref1。根據4路比較器的輸出狀態來區分IGBT模塊的狀態類型。

IGBT處于不同狀態下的邏輯輸出見表3。檢測閾值ref1～ref3為ce(sat)的狀態監測閾值。在IGBT正常工作的條件下，當模塊未發生老化時，檢測值ce(sat)均小于閾值電壓，比較器輸出Z1～Z3均為低電平；當模塊內部逐漸發生老化失效時，Z1～Z3相繼變為高電平，從而實現CPLD識別IGBT模塊所對應的老化程度。此外，檢測閾值ref4為Ⅱ類短路故障檢測閾值，當Z4為高電平時，說明IGBT發生短路故障，應迅速進行軟關斷，從而保護IGBT不被損壞。

表3 不同狀態下的邏輯輸出

Tab.3 The logic output in different aging states

由于大功率IGBT模塊的特殊性，在其輔助發射極端子e與功率發射極E之間存在寄生電感eE。在IGBT開通過程中，當開通延遲階段結束后，由于集電極電流c的變化，相應的dc/d會在eE上產生感應電壓eE，因此可以將其作為判斷開通延遲時間的結束依據。通過設定檢測閾值ref5、ref6，將檢測值eE與設定閾值相比較，并將比較器的輸出結果同樣送入CPLD進行分析，其中ref5＞ref6。ref6為Ⅰ類短路故障檢測閾值，當Z6為高電平時，則說明IGBT發生短路故障，應及時采取軟關斷，保護器件。與ce(sat)狀態監測不同，don狀態監測需要通過軟件編程來實現，檢測閾值ref5用來作為開通延遲時間的結束依據，當Z5為高電平時，則說明IGBT模塊開通過程中的開通延遲階段結束，從而可以利用程序對開通延遲時間don進行測量。

開通延遲時間don狀態監測控制流程如圖9所示。與ce(sat)狀態監測相配合，同樣設定3個判斷閾值ref1～ref3，且ref1＞ref2＞ref3。當PWM控制信號變為高電平時，程序開始對變量進行計數，直到Z5為高電平時結束計數。將計數值與判斷閾值進行比較，當模塊未發生老化時，均大于判斷閾值；當模塊內部逐漸發生老化失效時，逐漸減小并小于對應的閾值，從而實現CPLD識別IGBT模塊所對應的老化程度。

圖9 tdon狀態監測控制流程

不同老化狀態下的邏輯輸出波形如圖10所示。圖10a為IGBT模塊在正常狀態下的Z1～Z3及Z5的邏輯輸出波形。當PWM信號變為高電平時，利用控制芯片CPLD開始對開通延遲時間don進行測量，即對變量進行計數，當Z5變為高電平時結束計數。由于此時IGBT模塊未發生老化，因此計數值＞ref1。當IGBT完全開通進入飽和導通狀態，使能ce(sat)狀態監測電路，由于檢測值ce(sat)均小于閾值電壓，所以Z1～Z3持續輸出低電平。

圖10b、圖10c中，當IGBT模塊逐漸發生老化并處于老化早期、老化晚期階段時，don不斷減小，因而計數值相應減小。同時，隨著老化程度的不斷加深，ce(sat)逐漸增大，Z1、Z2相繼變為高電平。圖10d中，當IGBT模塊處于臨界失效狀態，此時計數值＜ref3，并且當ce(sat)狀態監測電路使能后，Z1～Z3輸出均為高電平，控制芯片CPLD接收到邏輯輸出后立刻封鎖PWM控制信號，關斷IGBT，并進行故障警告，及時進行更換與維修。

3 仿真結果與分析

3.1 狀態參數變化趨勢及范圍

為了驗證狀態參數分析的正確性，以雙脈沖電路為基礎，根據圖6多芯片并聯IGBT模塊等效電路，利用Pspice搭建電路模型，設定IGBT模塊由6個IGBT芯片并聯構成即=6；每個芯片發射極固定有8根鍵合線即=8，分別對鍵合線脫落導致鍵合線寄生參數改變和芯片開路故障兩種情況進行仿真。由于IGBT芯片發射極鍵合線為并聯結構，通過改變鍵合線寄生電阻wire及寄生電感wire的大小來模擬部分鍵合線脫落導致寄生參數改變的情況。針對芯片開路故障，則通過減少IGBT數量完成仿真模擬。仿真模型參數見表4。

表4 仿真模型參數

Tab.4 The parameters for simulation

狀態參數仿真波形如圖11所示。設定“鍵合線脫落”代表模塊內單個芯片部分鍵合線（=4）發生老化脫落；而“芯片失效”則代表模塊內部大量鍵合線脫落導致芯片開路故障。

根據鍵合線脫落對狀態參數的定量分析結合各狀態參數的仿真波形，可以發現，隨著鍵合線逐漸老化脫落，飽和導通壓降ce(sat)逐漸增大，短路電流sc及門極峰值電流gpeak均呈現出下降的趨勢，而開通延遲時間don有所不同，當鍵合線脫落導致寄生參數改變時，don會增大；當鍵合線脫落導致芯片開路故障時，don則會減小。此外，當模塊內部分鍵合線發生脫落導致鍵合線寄生參數改變時，各狀態參數的變化量較小；當模塊內部單個甚至多個芯片開路故障時，各狀態參數的變化較大，與理論分析相符。

根據文獻[27]，當IGBT模塊內部鍵合線脫落數量達到70%以上時，該模塊的剩余壽命只剩下2.3%，判斷該模塊已不適合正常工作。由于IGBT模塊由6個芯片并聯構成，當模塊內部有4個IGBT芯片出現斷路故障時，判斷模塊處于臨界失效狀態。輸出特性曲線如圖12所示。設定負載電流load= 450A。當IGBT模塊內部芯片未發生開路故障時，此時單個IGBT芯片流過的電流c(chip)=75A，當模塊內部發生芯片開路故障后，由于負載電流保持不變，剩余IGBT芯片所流過的電流c(chip)=90A（112.5A、150A、225A），利用IGBT模塊的輸出特性曲線讀取集電極電流c=540A（675A、900A、1 350A）時的ce(sat)，并計算此時IGBT模塊的通態電阻，從而得到對應老化狀態下IGBT模塊的通態電阻，最終得到模塊在不同老化狀態下的ce(sat)。此外，不同老化程度下的狀態參數sc、don及gpeak也能夠通過計算獲得，構成IGBT模塊的LCSOA。

圖12 輸出特性曲線

將各狀態參數的仿真結果與計算結果進行比較見表5。在相同的老化狀態下，仿真結果與計算結果基本一致，驗證了該方法的可行性。

表5 LCSOA仿真結果與計算結果比較

Tab.5 Comparisons between simulation results and calculation results of LCSOA

注：為模塊內發生開路故障芯片數量。

3.2 Vce(sat)狀態監測仿真

由狀態參數仿真波形可以看出，隨著IGBT模塊老化程度的不斷加深，狀態參數ce(sat)、sc、don及gpeak均呈階梯狀變化趨勢。根據表5可得，設定負載電流load=450A，ce(sat)在不同老化狀態下的數值分別為1.385V、1.472V、1.604V、1.811V及2.223V，因此設定檢測閾值為ref1=1.5V、ref2=1.7V及ref3=1.9V。

為了驗證狀態監測方案的可行性，以雙脈沖電路為基礎，利用Pspice搭建由多個比較器構成的狀態監測電路，由于無法對器件的老化過程進行仿真，所以通過逐漸增大負載電流load來模擬飽和導通壓降ce(sat)不斷上升的趨勢，觀察比較器的邏輯輸出。

ce(sat)狀態監測仿真波形如圖13所示，實線波形ce為IGBT的集射極電壓ce實際值，虛線波形ce(sat)為ce(sat)狀態監測電路的測量輸出電壓。可以看出，在IGBT開通時，飽和導通壓降ce(sat)的檢測值與實際值重合程度較好，可以作為IGBT模塊狀態監測的采集電路。當檢測值ce(sat)小于檢測閾值ref1～ref3，多路比較器的邏輯輸出為“000——正常狀態”；當ce(sat)逐漸增大并大于相應的檢測閾值時，邏輯輸出依次變為“100——老化早期”、“110——老化晚期”及“111——臨界失效”，與理論分析一致。

圖13 Vce(sat)狀態監測仿真波形

4 結論

IGBT模塊由于良好的性能在電力電子的眾多領域得到廣泛應用，作為電力電子系統的核心功率器件，其在工作過程中的安全可靠性一直是廣受關注的重點問題。本文提出了一種基于量化電壓并行比較的IGBT狀態監測保護電路，并通過Pspice仿真驗證了該方法的可行性。

通過理論分析與仿真驗證，ce(sat)、sc、don及gpeak等狀態參數隨著IGBT模塊老化程度的不斷加深會呈現相應的變化趨勢，并構成相應的全壽命安全工作區。以IGBT驅動電路為基礎，針對ce(sat)及don等狀態參數設定多個量化閾值并實時監測，根據比較電路的邏輯輸出來判斷IGBT模塊的老化程度，評估IGBT模塊的健康水平，為工作人員爭取寬裕的維護時間，及時更換接近失效的IGBT模塊。此外，由于目前實現商業化的大功率IGBT模塊具有相同的封裝結構及老化機理，所以該方法能夠得以普遍應用。隨著大功率IGBT模塊應用越來越廣，運行工況越來越復雜，集成功率放大、狀態監測與故障識別等功能的新一代驅動電路必將取代傳統驅動電路，對IGBT模塊可靠性研究具有參考意義。

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Condition Monitoring and Protection Circuit for IGBTs Based on Parallel Comparison Methods of Quantized Voltages

（School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China）

The high-power insulated gate bipolar transistor (IGBT) module is a key component in the medium-high voltage and large-capacity power electronic converter system, while the existing gate driver is a critical factor influencing the performance of the IGBT module and converter system. Literature about the reliability of IGBT revealed that the condition monitoring and protection by gate drivers for the random failure and wear-out failure is currently the only way to achieve the fastest fault diagnosis on packaged IGBT modules at a low cost. Hence, this paper presents the condition monitoring and protection circuit based on parallel comparison of quantized voltages. Firstly, this paper analyzes the parasitic parameters’ effects on saturated on-state voltage dropce(sat), short-circuit currentsc, turn-on delay timedonand gate peak currentgpeakusing the equivalent circuit of high-power IGBT module. Based on the variation range under different aging degrees, the life cycle safe operating area is established to provide a basis for quantized voltage setting. Then, takingce(sat)anddonas the detection signals, the proposed monitoring circuit and control scheme are introduced. The detection signals are quantized by setting several specific thresholds, and the multiple-comparator circuit’s logic output signals are used to judge short-circuit faults and degradation degree of the IGBT module in real time. Finally, the feasibility and correctness of the proposed method are verified by Pspice simulation.

Condition monitoring, quantized voltage, life cycle safe operating area, gate driver

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90451

中央高校基本科研業務費資助項目（2019JBM063）。

2020-07-11

2021-01-04

黃先進 男，1980年生，博士，副教授，博士生導師，研究方向為變流器控制與設計、半導體功率器件特性與應用等。E-mail: xjhuang@bjtu.edu.cn

李 鑫 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為IGBT驅動保護電路等。E-mail: 18121470@bjtu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）