基于H4 結構逆變器在不同調制方式下的性能比較

王克柏，郭明良，于雁南，鄧孝祥，劉宏洋

（黑龍江科技大學電氣與控制工程學院，哈爾濱 150000）

逆變電路的應用十分廣泛，在當前已有電源中，蓄電池、干電池、超級電容、太陽能電池等都是直流電源，不能直接向交流負載供電，需先經過電能變換，這時就需要逆變電源。而判斷一個逆變器的好壞，其控制方式尤為重要。

常用的逆變控制技術主要有模擬控制、數字PID 控制、雙環控制、無差拍控制和重復控制等。文獻[1]提出了一種基于極點配置的逆變器模擬控制器設計方法，該方法可加快逆變器的動態響應，在非線性負載情況下輸出電壓THD 值低、穩態精度高，但該模擬控制存在設計周期長、調試復雜、監控能力差等缺點。文獻[2]采用數字PID 控制，較好地改善了逆變器輸出電壓波形質量，提高了輸出波形的幅值，降低了逆變器的總諧波失真。較模擬控制算法相對簡單，參數易于整定，系統適應力強，但采用數字PID 控制具有時間滯后系統，穩定性不高。文獻[3]采用以電網電流為電流外環、電容電流為電流內環的雙電流環控制，減少了dq 旋轉坐標變換和復雜的解耦控制。與模擬控制、數字PID 控制相比較，當逆變器空載時，由于空載阻尼小，模擬控制和數字PID 控制開環運行振蕩劇烈，收斂速度慢。但在文獻[3]中，雙環控制系統穩定性受控制器的參數影響大，須求解復雜的四階閉環系統方程，運算量大，不利于實際應用。文獻[4]采用無差拍控制，可以對由于系統參數偏差、諧波等造成的周期性擾動進行抑制，較模擬控制、數字PID 控制和雙環控制可以有效減小輸出電壓電流諧波含量，提高波形質量，并且具有更快的動態響應。然而，無差拍控制依賴于精確的數學模型，控制精度會受到數字控制延時和模型參數攝動的影響。文獻[5]采用以內膜原理為基礎的重復控制，將系統控制器等效為無數個諧振控制器的并聯，可實現對基頻信號的無靜差跟蹤并抑制各次諧波擾動，可消除周期性干擾所產生的穩態誤差，具有良好的靜態性能，但單獨使用重復控制器時，存在一個工頻周期的延遲，較模擬控制器、數字PID 控制、雙環控制以及無差拍控制的動態性能差。

本文主要分析單相全橋逆變電路的控制策略。對傳統雙極性調制方式、前快后慢單極性調制方式、上慢下快單極性調制方式以及半周期工頻半周期高頻調制方式的結合效率和總諧波失真THD（total harmonic distortion）這2 個主要參數進行討論分析，比較4 種調制方式的特性以及優缺點，指出各自的適用場合，并根據新型電力電子器件的發展，探索逆變器調制方案的發展趨勢。

1 控制策略

單相逆變器的4 種控制方式分別為：傳統雙極性調制（調制方式1）、前快后慢單極性調制（調制方式2）、上慢下快單極性調制（調制方式3）和半周期工頻半周期高頻調制（調制方式4）。前2 種為傳統逆變器控制方式，后2 種為改進型逆變器控制方式。為方便介紹，4 種調制方式的脈沖時序如圖1 所示。

圖1 4 種調制方式的脈沖時序Fig.1 Pulse sequence in four modulation modes

（1）調制方式1。調制方式1 的4 個功率開關管在整個周期均工作在高頻SPWM 方式，雙極性控制。這種調制方式輸出電壓諧波含量少，THD 值低，輸出電壓過零點處不存在失真問題，但是由于每個周期內每個開關管均處于高頻開關狀態，且是硬開關特性，隨著開關頻率的提高，開關損耗也相應增加，效率相對其他調制方式不高。因此調制方式1適用于功率不大但對THD 值要求嚴格的場合。

（2）調制方式2。調制方式2 與調制方式1 相比，減少了開關損耗，很大程度上提高了效率。將逆變橋分為前橋臂和后橋臂，讓前橋臂工作于高頻SPWM，后橋臂工作于工頻50 Hz 調制，形成一種前快后慢的調制方式。采用單極性控制，控制方式簡單、開關次數少、效率高，但會有過零點失真的問題，需要抑制過零點振蕩。具體脈沖時序見圖1（b）。

（3）調制方式3。隨著電力電子裝置的高速發展，現代電力電子裝置的效率、功率密度以及電能質量都有了質的飛躍，同時第三代寬禁帶功率半導體GaN 的問世，也使得開關頻率再上一個臺階[6]。但是，開關頻率逐步提高的同時所帶來的電磁干擾問題，同樣不可忽視。產生電磁干擾主要有兩方面的因素：一方面是功率開關管的高速導通和關斷；另一方面主要是共模漏電流。在功率開關管高速導通和關斷的同時，相應的電流和電壓會產生一個瞬時的突變，即di/dt 和du/dt 很大，從而形成強烈的電磁干擾。當di/dt 很大時，存在于驅動電路以及主電路的雜散電感瞬時感應一個幅值很高的激勵電壓，這個電壓將對電路周圍的空間輻射電磁場，形成強烈的電磁干擾。同理，當du/dt 很大時，存在于驅動電路以及主電路的雜散電容瞬時感應一個幅值很高的激勵電流，這個電流將改變電路原有的磁場分布，形成強烈的電磁干擾。同時，隨著電力電子裝置不斷高頻化，所帶來的傳導、輻射電磁干擾也不斷增強。為了減少單相全橋逆變電源的輸入電磁干擾，可以減小與高壓母線所連接的功率開關管的di/dt 和du/dt，簡言之，就是減少其在一個周期內的開關次數。

從產生電磁干擾的另一個因素分析，非隔離光伏并網逆變器由于不含變壓器，體積小、成本低且轉換效率高，因此得到廣泛應用。但是，光伏電池板與電網之間不隔離，會產生共模漏電流的問題。在沒有電氣隔離的情況下，光伏陣列與大地之間的寄生電容（一般可達nF～mF）與濾波組件和電網阻抗組成共模諧振電路，如圖2 所示。

圖2 非隔離型光伏并網系統中的寄生電容和共模電流Fig.2 Parasitic capacitance and common-mode current in non-isolated photovoltaic grid-connected system

當逆變器工作時，開關管高頻開關動作使寄生電容兩端的共模電壓處于高頻充放電，形成共模漏電流。較大的共模漏電流使并網電流發生畸變，增加電網諧波分量，污染電網，不滿足清潔能源的要求，同時還將引起嚴重的電磁干擾，增加能量損耗，甚至威脅到設備維護人員的人身安全。

假設逆變器輸入電壓負端為N，由共模電壓的定義可知

式中：UCM為共模電壓；UDM為差模電壓；UAN、UBN分別為橋臂中點A 和B 對N 點的電位差。

由式（1）和式（2）可得

結合圖1（c）和式（1）可知：在正半周UCM=（UAN＋UBN）/2=（Udc＋0）/2=Udc/2，在死區時間內UCM=（UAN＋UBN）/2=（0＋0）/2=0；負半周亦然，相對其他單極性控制的H4全橋逆變器，具有更小的共模電流。在此基礎上，同時兼顧效率和開關管壽命的情況下，本文提出了上慢下快的控制策略。具體控制方式如表1 所示。

由表1 可知，在正半周，VT2和VT3始終關閉，VT1始終導通，VT4高頻SPWM，在一個周期內具體瞬態過程可分2 個階段（0→t1→t2）。在0→t1階段，VT1和VT4導通，VT2和VT3關斷，逆變橋臂輸出電壓+Udc；在t1→t2階段，只有VT1導通，其余開關管均關斷，電感電流經過VD3續流，逆變橋臂輸出電壓為0，等效電路和脈沖時序如圖3 所示。

圖3 調制方式3 正半周等效電路和脈沖時序Fig.3 Positive half-cycle equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 3

在負半周，VT1和VT4一直關閉，VT3始終導通，VT2高頻SPWM，一個周期內具體瞬態工作過程可分為2 個階段（t3→t4→t5）。在t3→t4階段，VT2和VT3導通，VT1和VT4關斷，逆變橋臂輸出電壓-Udc[3]；在t4→t5階段，只有VT3導通，其余開關管均關斷，電感電流經過VD1續流，逆變橋臂輸出電壓為0。

取S 作為開關變量。當VT1和VT4導通、VT2和VT3關斷時，S=1；當VT1導通、通過VD3續流時，S=0；當VT2和VT3導通、VT1和VT4關斷時，S=-1；當VT3導通、VD1續流時，S=0。開關函數S 的表達式[7]為

則逆變橋的輸出電壓可以表示[8]為

調制方式3 的負半周等效電路和脈沖時序如圖4 所示。由驅動脈沖可知，快管在一個周期內只有一半時間工作在高頻調制方式；相對于調制方式2，開關損耗減少一半，效率也相應增大；快管的壽命更長，整機可靠性增大[9]。

圖4 調制方式3 負半周等效電路和脈沖時序Fig.4 Negative half-cycle equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 3

（4）調制方式4。對于調制方式3 空載時，在VT4的第1 個脈沖導通后，母線電壓直接通過濾波電感L 給電容C 儲能，此時電容升高的電壓不高。VT4關斷后，因為VT1一直導通，電容C 上的電壓一直保持到VT4第2 個脈沖到來之前。經過幾個脈沖，電容C 上的電壓很快達到母線電壓。同理，對于負半周，也可以分析得到電容C 一直儲能到負的母線電壓，因而空載時，輸出即為方波。

同時，對于調制方式2 和3 的單極性調制，都存在輸出電壓過零點失真的問題，諧波含量大，其根本問題是在采用SPWM 時，過零點處占空比會發生突變，這個突變帶來了輸出電壓在過零點失真的現象[10]。具體突變過程如圖5 和圖6 所示。

圖5 調制方式2 和3 過零點占空比Fig.5 Duty cycle at zero-crossing point in modulation modes 2 and 3

圖6 調制方式4 過零點占空比Fig.6 Duty cycle at zero-crossing point in modulation mode 4

調制方式2 和3 在過零點處有2 種突變形式：第1 種是占空比由最窄突變到最寬，第2 種是由最寬突變到最窄。為了抑制在過零點占空比突變問題，同時保證能實現逆變過程和空載輸出正弦波，提出了調制方式4，即VT4關斷后，使VT3導通，這樣電容C 在上一個脈沖儲存的能量有一部分可以返回到電感L，可以使電感L 的電流不斷續[7]，空載輸出即為正弦波。對于第1 種占空比突變的情況，使占空比由半周期的高電平變化到占空比最寬；對于第2 種占空比突變的情況，使占空比由半周期的低電平變化到占空比最窄，這樣能有效抑制占空比突變的問題。具體脈沖時序過程如圖1（d）所示。

在每個周期每個開關管均有一半工作在工頻，另一半工作在高頻SPWM，因此每個開關管的壽命都一樣，效率也能夠保證。具體也分為正半周期和負半周期，調制方式4 的開關周期見表2。

表2 調制方式4 開關周期Tab.2 Switching periods in modulation mode 4

由表2 可知：在正半周，VT1始終導通，VT2一直關閉，VT4和VT3高頻SPWM 且互補，在一個周期內具體瞬態工作過程可以分為3 個階段，0→t1→t2→t3，分析如下。

在0→t1階段，VT1和VT4導通，VT2和VT3關斷，逆變橋臂輸出電壓[11]+Udc；在t1→t2階段，因這個階段為死區時間，只有VT1導通，其余開關管均關斷，電感電流經過VD3續流，逆變橋臂輸出電壓為0；在t2→t3階段，VT1和VT3導通，其余開關管均關斷，電感電流經過VT3續流，逆變橋臂輸出電壓為0，工作等效電路和脈沖時序如圖7 所示。

圖7 調制方式4 正半周等效電路和脈沖時序Fig.7 Positive half cycle-equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 4

在負半周，VT3始終導通，VT4一直關閉，VT1和VT2高頻SPWM 且互補，在一個周期內具體瞬態工作過程同樣分為3 個階段t4→t5→t6→t7，分析如下。

在t4→t5階段，VT2和VT3導通，VT1和VT4關斷，逆變橋臂輸出電壓+Udc；在t5→t6階段，因這個階段為死區時間，只有VT3導通，其余開關管均關斷，電感電流經過VD1續流，逆變橋臂輸出電壓為0；在t6→t7階段，VT1和VT3導通，其余開關管均關斷，電感電流經過VT1續流，逆變橋臂輸出電壓為0。工作等效電路和脈沖時序如圖8 所示。

取S 作為開關變量：當VT1和VT4導通，VT2和VT3關斷時，S=1；當VT1導通，VD3續流時，S=0；當VT1導通，VT3續流時，S=0；當VT2和VT3導通，VT1和VT4關斷時，S=-1；當VT3導通，VD1續流時，S=0；當VT3導通，VT1續流時，S=0。則開關函數S[12]為

由式（6）可以得到橋臂輸出電壓UAB。

圖8 調制方式4 負半周等效電路和脈沖時序Fig.8 Negative half-cycle equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 4

2 仿真研究

為了更好地驗證第1 節介紹的單相全橋逆變電源調制方式的可行性，通過在Matlab/Simulink 平臺上搭建了單相全橋逆變電源的仿真模型，如圖9所示。仿真參數設置如下：直流母線額定電壓為Udc=400 V；逆變器的輸出電壓為U0=200 V AC，頻率f=50 Hz，額定功率P0=2 kW，功率開關管選擇均采用絕緣柵雙極型晶體管IGBT（insulated gate bipolar transistor），開關頻率為fs=20 kHz。

圖9 單相全橋逆變電源的仿真模型Fig.9 Simulation model of single-phase full-bridge inverter power supply

4 種控制方式下的輸出電壓仿真波形及輸出電壓THD 如圖10 和圖11 所示。

由圖10～圖11 可知，4 種控制方式均能夠完成DC/AC 的逆變過程，并且THD 值也滿足要求，驗證了上述4 種調制方式的可行性。

圖10 調制方式1～4 輸出電壓仿真波形Fig.10 Simulated output voltages in modulation modes 1～4

圖11 調制方式1～4 仿真輸出電壓THDFig.11 Simulated output voltage THD in control modes 1～4

3 實驗驗證

3.1 實驗波形驗證

為了測試單相全橋逆變電源在所述4 種調制方式下的性能，搭建了基于H4結構逆變器的實驗平臺，如圖12 所示。4 個開關器件均采用IGBT，型號為IKW75N60T，控制芯片采用DSP（TMS320F280 35）控制，直流輸入額定電壓為Udc=400 V，開關頻率fs=20 kHz，輸出電壓為U0=200 V AC，濾波電感L=1.5 mH，C=4 μF，額定功率為P0=2 kW，采用閉環控制。圖13 為4 種調制方式的開關脈沖實驗波形。

圖12 單相全橋逆變電源實驗平臺Fig.12 Experimental platform of single-phase fullbridge inverter power supply

圖13 調制方式1～4 開關脈沖實驗波形Fig.13 Switching pulse experimental waveforms in modulation modes 1～4

根據4 種開關脈沖調制方式，在額定負載功率為2 kW，直流母線電壓Udc=380 V 下，得到4 種調制方式下[11]逆變器的輸出電壓波形，如圖14 所示。

圖14 調制方式1～4 輸出電壓實驗波形Fig.14 Output voltage experiemental waveforms in modulation modes 1～4

其中，Udc為直流母線電壓，U0為逆變輸出電壓，UAB為H 橋橋臂輸出電壓，在4 種調制方式下均實現了DC/AC 逆變過程，與仿真結果一致[13]。

3.2 性能對比研究

（1）在不同控制方式下，控制方式對整機效率的影響。在相同的開關頻率fs=20 kHz 下調制，采用不同控制方式，負載功率PL從0.5～2.5 kW 變化，測試整機效率，如圖15 所示。

圖15 調制方式1～4 下輸出功率的效率曲線Fig.15 Efficiency curve of output power in modulation modes 1～4

控制方式1：全周期內4 個開關管工作在高頻狀態，開關損耗最大?？刂品绞?：全周期內4 個開關管中2 個工作在高頻狀態，2 個工作在工頻狀態，開關損耗較小。控制方式3：其中2 個開關管只有半周期工作在高頻狀態，剩下半周期工作在工頻狀態；另外2 個開關管全周期工作在工頻狀態，開關損耗最小?？刂品绞?：4 個開關管全周期內均為半周期工作在高頻狀態，半周期工作在工頻狀態，開關損耗較小。

（2）在不同調制方式下，調制方式對輸出電壓THD 值的影響。在相同的開關頻率（fs=20 kHz）下調制，采用不同調制方式，接入相同負載功率，測試輸出電壓THD 值，實驗對比數據如圖16 所示。

圖16 調制方式1～4 下THD 對比Fig.16 THD contrast chart in modulation modes 1～4

（3）在不同的調制方式下，頻率對效率的影響。接入相同負載功率，當開關頻率從fs=10 kHz 依次遞增至fs=40 kHz 調制，采用不同調制方式，測試整機效率，實驗結果如圖17 所示。

圖17 調制方式1～4 頻率變化時效率曲線Fig.17 Efficiency curve in modulation modes 1～4 under frequency changes

由圖18 可知，在額定負載下，相同開關頻率fs=20 kHz 時，溫度最高的器件為功率開關管IGBT。采用調制方式1 時，4 個功率開關管的溫度相差不大；采用調制方式2 時，VT1和VT2較VT3和VT4溫度高；采用調制方式3 時，VT2和VT4較VT1和VT3溫度高；采用調制方式4 時，主開關管仍然為VT2和VT4，較VT1和VT3溫度高。這4 種調制方式下每個開關管呈現的溫度不一樣，這是由于每個功率開關管的開關損耗不一致所致[14]，與理論分析一致。

圖18 調制方式1～4 各功率管溫度分布Fig.18 Temperature distribution of power transistors in control modes 1～4

4 結論

對傳統雙極性調制方式、前快后慢單極性調制方式、上慢下快單極性調制方式以及半周期工頻半周期高頻調制方式，結合效率和總諧波失真這2 個主要參數進行討論分析，比較了4 種調制方式的特性以及優缺點，得到以下結論：

（1）調制方式1（傳統雙極性調制），輸出電壓諧波含量少，THD 值低，輸出電壓過零點處不存在失真問題，但是由于每個周期內每個開關管均處于高頻開關狀態，且是硬開關特性，隨著開關頻率的提高，開關損耗也相應增加，相對其他調制方式效率不高。

（2）調制方式2（前快后慢調制）是一種改進型單極性調制方式。調制方式2 與調制方式1 相比，減少了開關損耗，很大程度上提高了效率。將逆變橋分為前橋臂和后橋臂，讓前橋臂工作于高頻SPWM，后橋臂工作于工頻50 Hz 調制，形成一種前快后慢的調制方式。采用單極性控制，控制方式簡單、開關次數少、效率高。但單極性控制會有過零點失真的問題，需要抑制過零點振蕩。

（3）調制方式1 和2 都有各自的優缺點，隨著開關頻率的提高，電壓、電流上升率相應增加，這2種調制方式都存在著電磁干擾的影響。在保證效率的前提下，提出調制方式3（上慢下快單極性調），可以有效抑制存在于驅動電路和主電路中的雜散電感、電容所帶來的電磁干擾，效率也有所提高。相比調制方式1，效率提高了3.1%，但由于調制方式3仍然為非改進型的單極性調制，輸出電壓過零點失真的現象仍然存在，與其他調制方式相比，THD 值較高，并且還帶來了新的空載方波問題。

（4）調制方式4（半周期工頻半周期高頻調制）成功解決了空載方波問題，還可以抑制過零點失真問題。調制方式4 在過零點處SPWM 不突變，降低功率開關器件的應力，有效提高整機壽命和可靠性，但相對調制方式2 和3，效率較低。