大功率儲能變流器功率模組DC-link 電容器的試驗研究

楊軼成，丁明進，孫 婷，霍利杰，胡 炫

（國電南京自動化股份有限公司,南京 210003）

在化石能源枯竭和環境保護的雙重壓力下，我國能源產業結構亟待轉型，可再生能源發電所占比例不斷提高[1]。光伏發電和風力發電固有的間歇性和波動性，使大功率電化學儲能成為有效利用可再生清潔能源必不可少的關鍵技術，而大功率能量轉換系統是電化學儲能系統的核心之一[2]。

與小功率變流器一體化結構設計不同，鑒于散熱運維等考慮，大功率儲能變流器功率橋臂主要采用模塊化模組結構設計。橋臂模組是變流器的重要組成部分，模組設計可靠性直接決定變流器的性能[3]，而模組中設計選取的DC-link 電容直接決定裝置的整體壽命。已有很多文獻從電容容量和紋波電流等方面對其進行了研究[4-8]，但都是針對單個模組或系統，沒有考慮大功率變流器采用模組設計時模組間連接銅排的雜散參數對模組內直流電容紋波的影響，因此對于大功率模組設計產品具有一定的局限性。文獻[3]在考慮功率模組間雜散參數對直流電容紋波電流的影響后，提出了一種分析電容紋波的簡化方法，為直流電容的選型提供了更全面的依據。

本文從滿足最惡劣運行工況下電容紋波電流和滿足動態響應的電容容值這兩方面，對三相大功率儲能變流器功率模組中的DC-link 電容進行了計算設計。并在簡化模型下分析了功率模組間連接銅排寄生電感對電容紋波電流的放大效應。針對裝置寄生參數模型的復雜性，采取實驗驗證的方式對其設計模組進行了整機測試驗證，并針對測試過程中由于寄生參數導致的DC-link 電容紋波電流放大問題進行了優化設計。在不過多增加硬件成本的基礎上，通過優化設計可以很好地抑制紋波電流放大現象，可為實際工程設計測試驗證提供一定的參考。

1 電容紋波電流計算

電容紋波電流指流過DC-link 電容總電流的有效值。電容的最大允許紋波電流受環境溫度、通風情況、電容ESR 及紋波電流頻率等因素的影響。紋波電流導致電容發熱是影響電容壽命的1 個重要因素。

文獻[6]利用三相變流器PWM 開關矢量推導出DC-link 電容紋波電流有效值Irip的表達式為

式中：Iorms為三相并網變流器交流輸出電流有效值；cos θ 為并網功率因數；M 為調制比。

由式（1）可以看出，DC-link 電容紋波電流大小與變流器運行工況的并網電流、功率因數及調制比相關。為便于更直觀地分析各影響因數對電容波紋電流的影響，繪制電容紋波電流同并網電流的比值與M、cos θ 的三維視圖，如圖1 所示。

從圖1 可自動獲取當功率因數為1 或-1，調制比M=0.61 時，電容上的紋波電流最大，Iorms取額定輸出允許1.1 倍長時間過載運行電流值，根據樣機參數，Iorms取912 A，則最大紋波電流Irip=0.649 7Iorms=0.649 7×912 ≈593 A。

圖1 三相變流器DC-link 電容紋波電流與調制比M、功率因數cos θ 之間的關系Fig.1 Relationship among DC-link capacitor ripple current of three-phase converter,modulation ratio M,and power factor cos θ

為了便于產品的批量生產及后續運維，大功率儲能變流器的功率主回路通常采用橋臂模組設計思路，即每相設計為1 個模組，DC-link 電容均分到各個橋臂模組，因此理論上單個模組中電容的紋波電流為總紋波電流Irip的1/3 約198 A。同時，為了抑制功率器件大電流關斷時的電壓尖峰，模組中直流電容與功率器件正負極的連接通常采用疊層母排的結構設計，以保證回路寄生電感最小。而3 個橋臂模組之間的正負母線通過銅排連接，這樣各個模組中的電容與連接銅排回路中的電感之間就會構成LC 諧振回路，使得電容紋波電流放大，工作異常。忽略模組內部疊排寄生電感，只考慮模組間連接銅排的寄生電感后，由3 個模組組合成的三相逆變器等效電路如圖2 所示。

圖2 考慮模組間寄生參數三相變流器等效電路Fig.2 Equivalent circuit of three-phase converter considering parasitic parameters between modules

將PWM 變流器的橋臂輸入等效為一個諧波電壓源，假設ABC 三相功率模組等間距并列排布，3組電容C1、C2和C3完全一致，以A 相的諧波電壓源作用為例進行等效分析，假設回路寄生電感只與導體長度成正比，則有L11=L12=L，L13=2L。同時，由于回路中電阻很小，且有寄生電阻會對回路起到一定的阻尼作用，此處忽略電阻的影響。按照上述假設簡化的等效電路如圖3 所示。

圖3 A 相諧波電壓作用下直流回路簡化等效電路Fig.3 Simplified equivalent circuit of DC loop under the action of phase-A harmonic voltage

則根據圖3 可知，iC1支路只有電容元件不存在諧波放大問題，電容電流iC2、iC3對A 相諧波電壓源的傳遞函數為

銅排連接回路的寄生電感與具體結構及模組排布有關，此處L 從20 nH～140 nH 取幾組不同的典型值，繪制GC2（s）和GC3（s）的波特圖，進行定性分析，如圖4 所示。

圖4 模組間連接母排取不同的雜散電感參數下GC2（s）和GC3（s）的波特圖Fig.4 Bode plots of GC2（s）and GC3（s）under different stray inductance parameters for connecting busbars between modules

可以看出，由于寄生電感的存在，B、C 相模組電容紋波電流在特定頻段會諧振放大，且隨著寄生電感值的變大，諧振頻率變小，使諧振點落在由于變流器PWM 開關頻率產生的諧波電壓范圍內，從而導致電容紋波電流放大。其直流側實際回路的等效模型遠比上述復雜，因此此處只是對潛在的問題進行了定性分析，后面主要通過實驗手段在樣機上測試進行量化校正。

2 電容容值計算

直流電壓波動大小與電容容值直接相關，考慮負載階躍變化，在變流器負載突變時，電壓環調節時間t 內，其能量需要由直流DC-link 電容來提供或緩存。為滿足電壓環動態響應的需求，假設負載突變50%時，電壓外環調節器的調節時間t 內，中間直流端電壓最大波動不高于穩態工作ε 倍，則有

顯然，四極透鏡的橫向場強與坐標成線性關系，圖3(a)為電四極透鏡內沿x方向的電場在x軸上的分布，滿足良好的線性關系.圖3(b)為距離z軸10 mm處的x與y方向的電場分布，其中綠色矩形框部分為電四極透鏡區域，可見x方向的電場為負，y方向的電場為正，即電子束在x方向受到聚焦場作用，在y方向受到發散場作用，體現了電四極透鏡的線聚焦特性.

式中：Pn為變流器額定輸出功率；t 為電壓環調節器的調節時間，取t=1 ms。根據樣機參數額定功率500 kW，Udc最低取550 V，ε=10%，代入式（3）計算得CDC_Link≥8.7 mF。

伴隨薄膜電容的規模化應用，成本不斷降低，為保證儲能變流器的設計壽命，新設計開發時，薄膜電容替代電解電容已成為變流器DC-link 電容的設計首選。同時，根據各個供應商的產品線并綜合考慮其成本，選擇通用的420 μF/1100 V 雙芯包大電流薄膜電容作為直流支撐電容。薄膜電容容值誤差一般在5%～10%，則有電容并聯個數向上取整得。

同時，為保證每個模組電容數量一致，則選用24 只，即每個模組裝8 只。查詢各個廠家此款型號電容在環境溫度60 ℃時允許電流約58 A，則單個模組最大允許紋波電流為464 A，大于理論計算出的理想情況的紋波電流值218 A，但仍需要通過實驗驗證回路寄生電感對電容紋波電流放大的影響，確保滿足設計要求。

3 實驗驗證

為驗證以上選型設計的DC-link 電容能夠滿足實際整機使用中的最大允許紋波電流要求，在整機上進行測試驗證。儲能變流器實驗樣機參數為：額定功率500 kW；額定并網電壓360 V；1.1 倍過載額定并網電流912 A；開關頻率3 150 Hz；橋臂模組IGBT 采用2 只英飛凌公司的FF1400R12IP4 并聯；DC-link 電容采用8 只標稱420 μF/1 100 V/58 A 薄膜電容并聯。

以測試A 相模組為例，其余兩相測試方法類似。由于模組內部IGBT 與DC-link 電容的連接采用的是疊層母排結構，且由8 只電容并聯，不便于直接測量電容的紋波電流，故采取間接測量方式，即采用3 個柔性羅氏線圈電流探頭同時測量2 只并聯IGBT 正極流入電流iIGBT1、iIGBT2及模組的正極排進線電流iin，測試點示意如圖5 所示。為了便于后續對實驗數據的分析處理，采用DL850 錄波儀對各測點電流連續記錄。由于均采用柔性羅氏線圈電流探頭測量，因此測量過程中已自動濾除各部分電流中的直流成分，則模組電容上的總紋波電流為

圖5 模組電容紋波電流測試點示意Fig.5 Schematic of module capacitor ripple current test points

3.1 三相模組正負極采用銅排連接

各相模組內部采用疊層母排連接，模組間通過銅排連接，如圖6 所示，采用數字電橋TH2826 測得外部連接銅排最長環路的寄生電感約為260 nH。

圖6 模組正負極采用銅排連接方式Fig.6 Positive and negative poles of modules connected by copper bars

變流器并網，橋臂輸出并網電流逐漸增加到825 A 左右。按照圖5 所示的測試點測量各點電流，并將錄波數據導入Matlab，在Simulink 中，根據式（4）計算出單模組DC-link 電容總的紋波電流實時波形，通過真有效值模塊測量出其紋波電流真有效值，如圖7 所示。

圖7 模組外正負極采用銅排連接方式下各測點電流Fig.7 Current at each test point when the external positive and negative poles of modules are connected by copper bars

圖8 模組間采用銅排連接電容紋波電流分布Fig.8 Distribution of capacitor ripple current when modules are connected by copper bars

3.2 三相模組正負極采用疊排連接

針對上述實驗測試結果存在的問題，制定了更改方案。在樣機上三相模組外部正負極由銅排連接改為疊排連接方式，減小模組間連接銅排的寄生電感，如圖9 所示。采用數字電橋TH2826 測得整改后外部疊層母排最長環路的寄生電感由優化前的約260 nH 減小到優化后的約16 nH。

圖9 模組正負極采用疊排連接方式Fig.9 Positive and negative poles of modules connected in a stack

對變流器并網電流逐漸加載到約824 A，按照圖5 所示的測試點采取同樣的方式測量各點電流，并將錄波數據導入Matlab 分析處理，其結果如圖10 所示。同時，對電容紋波電流進行FFT 分析，如圖11 所示，可以看出相比圖8 的原方案，其各次諧波電流都得到了明顯抑制。

通過計算，此時單個模組上電容總的紋波電流真有效值約為305 A，同樣歸算到裝置1.1 倍額定電流輸出條件得到此時電容的紋波電流有效值約為336 A。由于模組8 只并聯的薄膜電容采用的是疊層母排連接，可認為并聯電容均流，則可得每個電容上的電流約為42 A，小于所選雙芯包薄膜電容額定允許的紋波電流58 A。

由以上2 組對比實驗可見，模組銅排連接方式更改后，DC-link 電容上的紋波電流較更改之前有大幅度降低，但由于回路中仍存在一定的寄生參數，導致其實際測得電流也會比理論計算值偏大。同時，其寄生參數的具體模型及數值很難準確獲得，因此很有必要通過實驗測試對其設計選型進行驗證校驗。下一步還可以通過優化疊排設計進一步降低寄生參數，從而使電容紋波電流進一步降低。

圖10 模組正負極采用疊排連接各測點電流Fig.10 Current at each test point when positive and negative poles of modules are connected in a stack

圖11 模組間采用疊排連接電容紋波電流分布Fig.11 Distribution of capacitor ripple current when modules are connected in a stack

4 結語

本文針對三相大功率儲能變流器功率模組中的DC-link 電容，從滿足動態響應的電容容值和滿足最惡劣工況下紋波電流方面進行了計算設計。在簡化模型下，定性分析了功率模組間連接銅排寄生電感對電容紋波電流的放大效應，并采取實驗驗證的方式對模組間銅排連接兩種方式進行了對比測試，驗證了上述分析的正確性。本文方法解決了工程樣機開發過程中的實際問題，對大功率高功率密度功率組件的優化設計具有一定的參考價值。