儲能用寬范圍輸入改進型串聯Z源逆變器

闞志忠， 姜春鵬， 何 浩， 徐菁遠， 張純江

(燕山大學電氣工程學院， 河北 秦皇島 066004)

1 引言

儲能技術在發展新能源發電與建設智能電網中有著不可替代的重要作用，由于光伏和風力發電具有間歇性，對電網的穩定運行有比較大的影響，所以在光伏和風力發電系統中一般需要配備儲能裝置[1，2]。儲能裝置中的核心單元就是連接電池和交流母線的逆變器接口電路，儲能鋰電池在充放電過程中電池電壓變化范圍較大，所以儲能逆變器的直流輸入側應具有適應寬范圍輸入的特征。傳統逆變器無法滿足輸入電壓寬范圍變化的要求，為此文獻[3]在逆變器后級加入工頻變壓器，文獻[4]在逆變器前級加入高頻變壓器和DC/AC、AC/DC變換器，兩種方案均可實現對儲能電池電壓的調節，但工頻變壓器體積龐大，而高頻變壓器系統結構、控制復雜。為了適應儲能電池寬電壓變化范圍的需求，DC/DC+DC/AC的兩級變換得到了廣泛研究和應用[5-8]，DC/DC變換器(一般為非隔離型)用于對電池的升壓，后級DC/AC逆變器輸出交流電，相比變壓器隔離型系統，其系統體積更小，但儲能電池輸出功率經過兩級變換會導致損耗的增加。為了實現寬范圍電壓輸入同時提高系統效率，許多學者研究了Z源型逆變器。Z源逆變器最早是由彭方正教授提出的[9]，該逆變器通過上下逆變橋臂直通實現對輸入直流電壓的升壓，與傳統逆變器相比不需要加入死區時間，因此大大降低了輸出交流電壓的諧波含量。但是由于Z源網絡電容初始狀態等效為短路，該拓撲存在啟動沖擊電流問題。通過交換Z源網絡二極管與三相逆變橋臂的位置得到串聯型Z源逆變器[10]，Z源網絡與三相逆變橋臂串聯，從而解決了啟動沖擊電流的問題。通過改變Z源網絡元器件的位置得到兩種準Z源逆變器[11，12]。

本文以串聯型Z源逆變器為基礎，提出改進型串聯Z源逆變器，通過單級結構實現寬范圍電壓輸入，在電池電壓較高時的逆變模式下或向電池充電模式下通過雙向旁路開關將Z源網絡切除，可避免Z源網絡與逆變橋臂損耗，使其更適合作為儲能逆變器應用于鋰電池儲能中。針對Z源逆變器直流鏈電壓為脈動量，閉環控制中檢測困難的問題，采用了輸入電壓前饋、電容電壓反饋的直流鏈電壓間接控制策略，并給出了Z源網絡參數設計原則。

2 工作模式分析

改進型串聯Z源逆變器拓撲如圖1所示，其中Vdc為儲能電池電壓，C1、C2為Z源網絡電容，L1、L2為Z源網絡電感，Lf為輸出濾波電感，Cf為輸出濾波電容，IGBT組成的全控開關S1～S6構成三相逆變橋臂，在逆變橋臂中插入直通工作狀態，與Z源網絡配合即可實現對直流輸入電壓的升壓，S7為Z源網絡開關管，可實現Z源網絡能量雙向流動，S8、S9為Z源網絡旁路開關，由反向串聯MOSFET組成，電壓等級較低時可選用通態電阻極低的MOSFET進一步降低旁路開關導通損耗(MOSFET具有同步整流特性)。

圖1 改進型串聯Z源逆變器

改進型串聯Z源逆變器直流側等效電路如圖2所示，交流側等效為電流源，其兩端電壓為直流鏈電壓。

圖2 直流側等效電路

當儲能電池電量充足時，電池電壓較高，直流輸入電壓Vdc能夠滿足交流側輸出要求，不需要Z源網絡升壓，旁路開關S8、S9閉合，等效電路如圖3所示，此時直流鏈電壓等于直流輸入電壓，改進型Z源逆變器工作狀態與傳統電壓源逆變器相同，Z源網絡中無電流流過，不產生額外損耗，逆變橋臂中無直通工作狀態，不產生直通損耗。

圖3 旁路開關閉合等效電路

隨著電池放電，電池兩端電壓不斷降低，當直流輸入電壓不能滿足交流輸出要求時，旁路開關斷開，逆變橋臂中加入直通工作狀態，由Z源網絡對直流輸入電壓進行升壓，此時改進型Z源逆變器可分為直通與非直通兩種工作狀態。

直通工作狀態等效電路如圖4所示，此時逆變器上下橋臂直通，交流側等效為短路，S7斷開。

圖4 直通工作狀態

設Z源網絡為對稱網絡，即兩電感取值相同，兩電容取值相同，則：

(1)

式中，vC1、vC2、vC為C1、C2暫態電壓；vL1、vL2、vL為L1、L2暫態電壓。

一個開關周期中電容電壓近似不變，其瞬時值近似等于穩態值，vC≈VC，則由圖4直通工作狀態下電壓關系可知：

(2)

式中，vpn為直流鏈電壓暫態值。

非直通工作狀態等效電路如圖5所示,開關管S7體二極管導通。

圖5 非直通工作狀態

由圖5可得：

(3)

穩態時，一個開關周期中電感兩端電壓平均值為0，設一個開關周期中直通時間為T0，直通占空比為D0，D0=T0/Ts，由式(2)和式(3)可得：

(Vdc+VC)D0-VC(1-D0)=0

(4)

由式(4)可得穩態時電容電壓為：

(5)

穩態時直流鏈電壓峰值為：

(6)

逆變器輸出相電壓峰值可表示為：

(7)

3 直流鏈電壓控制

由式(7)可知，在直流輸入電壓寬范圍變化時，若調制比M不變，則需要通過調節直通占空比D0保持直流鏈電壓峰值穩定，而穩態時直流鏈電壓是一個周期等于開關周期的方波，如圖6所示，導致直接檢測直流鏈電壓進行控制較為困難。

圖6 直流鏈電壓穩態波形

Z源網絡電容電壓相對穩定，且與直流鏈電壓之間存在固定關系，由式(3)可得：

(8)

因此可通過采樣直流輸入電壓與Z源電容電壓來控制直流鏈電壓。輸入電壓前饋、電容電壓反饋的直流鏈電壓間接控制策略控制框圖如圖7所示。

圖7 輸入電壓前饋和電容電壓反饋控制

4 Z源網絡參數設計

4.1 Z源網絡電容參數設計

由式(3)可知，直流鏈電壓峰值為直流輸入電壓與兩倍的Z源網絡電容電壓之和，而直流鏈電壓經過逆變后作為三相交流電壓供給負載或并入電網，為了得到高質量的交流輸出電壓，必須減小Z源網絡電容電壓紋波。降低紋波的方法通常是增大電容取值，但是電容取值過大會導致系統動態響應速度變慢。綜合考慮各方面影響，對Z源網絡電容設計如下。

由電路原理可得電容的計算式為：

(9)

式中，ΔvC為電容電壓變化量；Δt為電容電壓變化時間。

對改進型Z源逆變器工作原理分析可知，直通期間Z源網絡電容電流等于電感電流，由于直通時間很短，在一個開關周期中電感電流看作恒定值，即：

iC=iL=IL

(10)

式中，iC為電容電流暫態值；iL為電感電流暫態值；IL為電感電流穩態值。

在采用簡單升壓控制時，Z源網絡電容電壓在一個開關周期中脈動波形如圖8所示。

圖8 Z源網絡電容電壓波形

從圖8中可以看出一個開關周期中電容電壓脈動兩次，非直通工作時電容放電，直通工作時電容充電，直通工作時一次脈動時間為：

(11)

式中，Ts為開關周期。

設穩態時允許的最大電容電壓紋波為：

ΔvC=αVC

(12)

式中，α為電壓最大紋波系數。

將式(10)～式(12)代入式(9)可得Z源網絡電容計算式為：

(13)

4.2 Z源網絡電感參數設計

增大Z源網絡電感有利于減小電流紋波，但是會加重系統的非最小相位現象，此外電感的取值還要考慮避免使電感與電容間出現諧振現象。

由電路原理可得電感計算式如下：

(14)

式中，ΔiL為電容電壓變化量；Δt為電容電壓變化時間。

對改進型Z源逆變器工作原理的分析可知，非直通期間Z源網絡電感電壓等于負的電容電壓，由于直通時間很短，在一個開關周期中可將電容電壓看作恒定值，即：

vL=-vC=-VC

(15)

采用簡單升壓控制時，電感電流在一個開關周期中脈動波形如圖9所示。

圖9 Z源網絡電感電流波形

Z源網絡電感在非直通工作時放電，直通工作時充電，電感電流脈動波形與電容電壓脈動波形相反，一個開關周期中脈動次數相同，設穩態時允許的最大電感電流紋波為：

(16)

式中，β為電流最大紋波系數。

非直通工作時間為：

(17)

將式(15)～式(17)代入式(14)可得Z源網絡電感計算公式：

(18)

式中，fs為系統開關頻率。

為了避免Z源網絡電感與電容間產生諧振，應使諧振頻率遠低于系統開關頻率：

(19)

綜合考慮電流紋波與諧振要求，Z源網絡電感取值為：

(20)

5 仿真驗證

為了驗證所提拓撲實現寬范圍電壓輸入及減少系統損耗的有效性，在Matlab/Simulink中搭建改進型Z源逆變器模型，系統參數設置如表1所示。

表1 系統參數設置

采用SPWM調制時，輸出相電壓峰值為311 V，則要求直流鏈電壓不得低于622 V，設直流輸入電壓高于650 V時，旁路開關閉合，改進型Z源逆變器工作在圖3所示狀態下，直流輸入電壓低于650 V時旁路開關斷開，逆變橋臂插入直通工作狀態，Z源網絡對直流輸入電壓進行升壓。直流輸入電壓從684 V降至486 V時仿真結果如圖10所示。

圖10 仿真波形

從圖10中可以看出，直流輸入電壓高于650 V時，由于旁路開關閉合，直流鏈電壓等于直流輸入電壓，直通占空比為零，Z源網絡電容電壓為零，Z源網絡中無能量交換，不產生損耗。當直流輸入電壓降至650 V以下時，旁路開關斷開，逆變橋臂中開始插入直通工作狀態，直通占空比隨直流輸入電壓降低而增大， Z源網絡電容電壓升高，直流鏈電壓保持給定值780 V，交流輸出相電壓始終保持穩定，直流輸入電壓最低時直通占空比為0.18。

通過仿真驗證直流輸入電壓寬范圍變化時，改進型Z源逆變器能夠保持交流輸入的穩定，且直流輸入電壓較高時，旁路開關能夠減少系統損耗。

6 實驗

搭建改進型Z源逆變器實驗平臺參數設計如下：Z源網絡電容為440 μF，由兩個220 μF電容并聯組成，以提高電容過流能力，Z源網絡電感1.8 mH，旁路開關S8、S9由IPW90R120C3型MOSFET組成，Z源網絡開關管S7及逆變器橋臂開關管由NGTB40N135IHRWG型IGBT組成，輸出濾波電感與濾波電容值與表1中取值相同，系統開關頻率fS=20 kHz。

實驗中將仿真內容分為兩部分驗證，首先驗證旁路開關閉合時切除Z源網絡，及旁路開關關斷后Z源網絡對直流輸入電壓進行升壓的過程，然后驗證在直流輸入電壓寬范圍變化時的閉環控制過程。

首先對旁路開關進行了開環實驗，直流輸入電壓Vdc=30 V，旁路開關閉合時直通占空比為0，旁路開關關斷后插入直通占空比D0=0.13，實驗結果如圖11所示，從圖11中可以看出，旁路開關閉合時Z源網絡電容電壓為0，Z源網絡無能量消耗，直流鏈電壓等于直流輸入電壓。旁路開關斷開后Z源網絡對直流輸入電壓進行升壓，由式(5)、式(6)計算可得直通占空比為0.13時的直流鏈電壓值與Z源網絡電容電壓理論值與實驗結果符合。

圖11 Z源控制實驗波形

采用輸入電壓前饋、電容電壓反饋的直流鏈電壓控制策略對直流鏈電壓進行閉環控制，直流鏈電壓峰值參考值47 V，交流輸出相電壓峰值參考值16 V，直流輸入電壓由40 V降低至30 V時實驗結果如圖12所示。

圖12 變流器系統實驗波形

從圖12中可以看出，直流輸入電壓降低時，Z源網絡電容電壓升高，直流鏈電壓峰值保持不變，交流輸出相電壓峰值始終穩定，證明閉環控制策略能夠在直流輸入電壓寬范圍變化時保持直流鏈電壓與交流輸出電壓的穩定。

7 結論

針對鋰電池儲能系統的功率變換器，提出了一種改進型串聯Z源逆變器，并搭建仿真與實驗平臺進行了驗證，與傳統Z源逆變器相比，降壓模式下減少了Z源網絡與逆變橋臂直通的損耗。①通過單級結構可實現從780～486 V寬范圍電壓輸入，在486 V最低直流電壓時直通占空比為0.18；②直流輸入電壓高于650 V時旁路開關閉合，Z源網絡被旁路無能量交換，不產生損耗；③采用輸入電壓前饋、電容電壓反饋對直流鏈電壓進行閉環控制，直流鏈電壓保持給定值，交流輸出相電壓始終保持穩定。