有源中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器開關(guān)器件損耗均衡調(diào)制方法

羅 龍， 李耀華， 李子欣， 趙 聰， 張 航

(1. 中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 中國(guó)科學(xué)院電工研究所， 北京 100190；2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué)， 北京 100049)

1 引言

三電平有源中點(diǎn)鉗位型(Three-Level Active Neutral-Point-Clamped，3L-ANPC)電壓源逆變器自2001年被提出[1]，用于克服傳統(tǒng)三電平逆變器損耗不均衡的問題。但是，其實(shí)現(xiàn)損耗均衡的控制方法，一般要求在線計(jì)算開關(guān)器件溫度進(jìn)行直接控制，或者實(shí)時(shí)采集開關(guān)器件溫度進(jìn)行反饋控制，實(shí)現(xiàn)過程比較復(fù)雜[2,3]。

國(guó)內(nèi)外的很多文獻(xiàn)都提出了不同的3L-ANPC逆變器內(nèi)外層開關(guān)器件損耗均衡控制方法[4-16]。關(guān)于損耗均衡方法，大體可以分為2類：即基于固定零電平狀態(tài)選擇的開環(huán)控制方法和基于動(dòng)態(tài)零電平狀態(tài)選擇的結(jié)溫反饋式閉環(huán)控制方法。基于固定零電平狀態(tài)選擇的開環(huán)控制方法通過周期性的輪換選擇不同的零電平狀態(tài)，使得逆變器輸出零電平時(shí)的電流盡可能均衡地流過內(nèi)外層開關(guān)器件，達(dá)到內(nèi)外層開關(guān)器件損耗均衡的目的。文獻(xiàn)[4]針對(duì)逆變器的內(nèi)外層開關(guān)器件，采用不同的調(diào)制波，實(shí)現(xiàn)對(duì)變流器不同零電平狀態(tài)的主動(dòng)選擇，可以達(dá)到開關(guān)器件損耗均衡的目的，但是這種方法會(huì)導(dǎo)致逆變器在輸出零電平和正負(fù)電平狀態(tài)的時(shí)候同時(shí)動(dòng)作外管和內(nèi)管，這對(duì)開關(guān)器件一致性要求較高，并且不同開關(guān)器件使用不同的調(diào)制波也增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度。相比于文獻(xiàn)[4]，文獻(xiàn)[5]提出在半個(gè)工頻周期內(nèi)，逆變器通過切換不同零電平輸出狀態(tài)來實(shí)現(xiàn)損耗均衡，這可以進(jìn)一步簡(jiǎn)化系統(tǒng)控制，但逆變器輸出的零電平狀態(tài)頻繁地切換會(huì)增加系統(tǒng)總體損耗。文獻(xiàn)[6]將開關(guān)器件的損耗建模成調(diào)制度和功率因數(shù)的分段函數(shù)，然后進(jìn)行開關(guān)器件損耗的在線計(jì)算，在得到損耗最大的開關(guān)器件前提下，再選擇合適的零電平輸出狀態(tài)，并且進(jìn)行SVPWM調(diào)制，以達(dá)到損耗均衡的目的，但這種方法計(jì)算量較大，實(shí)際應(yīng)用時(shí)，設(shè)計(jì)的控制器較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[7]基于器件導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗設(shè)計(jì)了損耗預(yù)測(cè)模型，使用模型預(yù)測(cè)控制算法對(duì)開關(guān)器件損耗進(jìn)行分配，在代價(jià)函數(shù)中選擇最優(yōu)的零電平狀態(tài)進(jìn)行輸出，達(dá)到器件損耗均衡的目的，但是并未進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

基于動(dòng)態(tài)零電平狀態(tài)選擇的結(jié)溫反饋式閉環(huán)控制方法通過對(duì)開關(guān)器件的溫度進(jìn)行采集，實(shí)時(shí)調(diào)整逆變器輸出的零電平狀態(tài)，使得逆變器電流在零電平狀態(tài)下盡可能流過溫度較低的器件，達(dá)到內(nèi)外層開關(guān)器件損耗均衡的目的。文獻(xiàn)[8]分析了3L-ANPC三電平逆變器的8種換流模式，對(duì)其損耗分布進(jìn)行了系統(tǒng)的研究，結(jié)合溫度反饋，針對(duì)不同負(fù)載功率因數(shù)下，提出了輪換選擇兩種開關(guān)器件損耗均衡的控制策略，但是其將負(fù)載功率因數(shù)耦合到了一起，增加了系統(tǒng)的復(fù)雜程度。文獻(xiàn)[9]提出了根據(jù)開關(guān)器件溫度反饋，隨著調(diào)制度的變化，動(dòng)態(tài)選取兩種PWM調(diào)制方式的工作比例，以此實(shí)現(xiàn)溫度平衡控制，這種控制方法雖然可以改善開關(guān)器件損耗不均衡程度，但逆變器同樣存在工頻周期內(nèi)多個(gè)不同零狀態(tài)之間的頻繁切換的問題。文獻(xiàn)[10]基于在線結(jié)溫計(jì)算，實(shí)時(shí)選擇合適的換流路徑使得發(fā)熱最為劇烈的開關(guān)器件盡量少承受開關(guān)損耗；但這種方法需要占用較多的計(jì)算資源，計(jì)算結(jié)果準(zhǔn)確度也不高，并增加系統(tǒng)的控制復(fù)雜度。文獻(xiàn)[11]分析了零電平狀態(tài)輸出時(shí)的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗，進(jìn)行了結(jié)溫計(jì)算，并選擇提供最低結(jié)溫的零電平狀態(tài)進(jìn)行輸出。文獻(xiàn)[12]采用模型預(yù)測(cè)控制對(duì)開關(guān)器件損耗進(jìn)行均衡控制，通過在每個(gè)控制周期內(nèi)對(duì)開關(guān)器件損耗進(jìn)行計(jì)算，并從四種零電平開關(guān)狀態(tài)中選擇最優(yōu)值輸出，由于模型預(yù)測(cè)控制開關(guān)頻率不固定，損耗均衡的效果并不是很理想。

除了通過選擇逆變器不同零電平狀態(tài)輸出實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件損耗均衡的方法，控制上也可以通過調(diào)整每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)狀態(tài)的占空比[13]，實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件損耗優(yōu)化分配，達(dá)到開關(guān)器件損耗均衡的目的，但同時(shí)這也會(huì)增加系統(tǒng)的開關(guān)頻率。也有文獻(xiàn)[14,15]將3L-ANPC拓?fù)渥隽烁倪M(jìn)，減小了開關(guān)器件損耗的不均衡度，但是增加了系統(tǒng)硬件成本和控制復(fù)雜程度。文獻(xiàn)[16]研究了3L-ANPC逆變器在不同開關(guān)模式和工作條件下，開關(guān)器件損耗的分布，并提出了一定程度上減小損耗的控制策略，但是并未對(duì)器件之間的損耗均衡進(jìn)行研究。

針對(duì)上述問題，本文提出一種按照工頻周期輪換選擇零電平開關(guān)狀態(tài)的開關(guān)器件損耗均衡調(diào)制策略，可使得各個(gè)開關(guān)管工作頻率盡可能保持一致，進(jìn)一步緩解3L-ANPC三電平逆變器開關(guān)損耗不均衡的問題。與第1類損耗均衡方法不同的是，本文提出的方法在逆變器輸出零電平狀態(tài)時(shí)，僅需半個(gè)工頻周期才切換一次不同的零電平輸出狀態(tài)，而減小逆變器在不同零電平輸出狀態(tài)上的切換頻率可降低控制系統(tǒng)的復(fù)雜度。相比第2類文獻(xiàn)中使用的方法，本文提出的方法取消了節(jié)溫反饋和結(jié)溫實(shí)時(shí)計(jì)算環(huán)節(jié)，更有利于簡(jiǎn)化控制器設(shè)計(jì)。

本文以單相半橋3L-ANPC逆變器為例，首先介紹了其工作原理和傳統(tǒng)PWM調(diào)制的方法，進(jìn)而分析了本文提出的調(diào)制策略工作原理、開關(guān)器件換流過程以及損耗特性；在PSIM中搭建了單相全橋3L-ANPC逆變器進(jìn)行仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果表明，與傳統(tǒng)調(diào)制策略相比，逆變器工作在單位功率因數(shù)條件下，所提出的調(diào)制方法可以減小開關(guān)器件損耗不均衡度。

2 3L-ANPC逆變器及其調(diào)制方法

2.1 拓?fù)浼伴_關(guān)狀態(tài)分析

IGBT構(gòu)成的單相半橋3L-ANPC逆變器電路拓?fù)淙鐖D1所示。符號(hào)Sx(x=1,2,3，….，6)代表IGBT，Dx(x=1,2,3，…，6)代表反并聯(lián)二極管。其中，S1、S4、D1和D4被稱為外層器件(簡(jiǎn)稱為“Sout”、“Dout”)，S2、S3、D2和D3被稱為內(nèi)層器件(簡(jiǎn)稱為“Sin”、“Din”)，S5、S6、D5和D6被稱為中點(diǎn)鉗位器件[2](簡(jiǎn)稱為“Snpc”、“Dnpc”)。

圖1 由IGBT構(gòu)成的單相半橋3L-ANPC逆變器電路拓?fù)?/p>

單相半橋3L-ANPC逆變器存在6種可用的開關(guān)狀態(tài)[3](見表1)。如果電流i經(jīng)過半橋上半部分流進(jìn)或者流出上直流母線電容CH的正極，則此時(shí)的開關(guān)狀態(tài)被稱為P(半橋正狀態(tài)，uan=Udc/2)。同樣的分析，可以得到開關(guān)狀態(tài)N(半橋負(fù)狀態(tài)，uan=-Udc/2)。如果電流i經(jīng)過半橋上半部分流進(jìn)或者流出中點(diǎn)n，則此時(shí)的開關(guān)狀態(tài)被稱為0U(上半橋零狀態(tài)，uan=0)。有兩種不同的上半橋零狀態(tài)：0U1，0U2。這兩種上半橋零狀態(tài)均需要導(dǎo)通開關(guān)器件S2，S5，區(qū)別在于是否導(dǎo)通開關(guān)器件S4；當(dāng)單相半橋3L-ANPC逆變器輸出開關(guān)狀態(tài)在P和0U1或者P和0U2之間切換時(shí)，導(dǎo)通或者關(guān)斷S4對(duì)電流的傳導(dǎo)路徑并沒有影響；但是當(dāng)單相半橋3L-ANPC逆變器輸出開關(guān)狀態(tài)在N和0U1或者N和0U2之間切換時(shí)，會(huì)影響電壓的分布，進(jìn)而影響器件的開關(guān)損耗分布。同理，對(duì)單相半橋3L-ANPC逆變器下半橋分析可以得到開關(guān)狀態(tài)0L(下半橋零狀態(tài)，uan=0)，即0L1和0L2。

表1 單相半橋3L-ANPC開關(guān)狀態(tài)

2.2 傳統(tǒng)調(diào)制方法

實(shí)際應(yīng)用中，大致有以下三種典型的PWM調(diào)制策略。調(diào)制策略一采用同向?qū)盈B(In-Phase Disposition，IPD)載波調(diào)制方式(下文簡(jiǎn)稱為“傳統(tǒng)方法1”)，當(dāng)參考電壓Uref>0時(shí)，3L-ANPC逆變器的開關(guān)狀態(tài)在P和0U1或者0U2之間切換；當(dāng)參考電壓Uref<0時(shí)，3L-ANPC逆變器的開關(guān)狀態(tài)在N和0L1或者0L2之間切換。調(diào)制策略二仍采用IPD載波調(diào)制方式(下文簡(jiǎn)稱為“傳統(tǒng)方法2”)，與調(diào)制策略一不同的是，其切換方式的選擇有所改變：當(dāng)參考電壓Uref>0時(shí)，3L-ANPC逆變器的開關(guān)狀態(tài)在P和0L1之間切換；當(dāng)參考電壓Uref<0時(shí)，3L-ANPC逆變器的開關(guān)狀態(tài)在N和0U1兩種狀態(tài)之間切換。調(diào)制策略三采用交替反向?qū)盈B(Alternative Phase Opposite Disposition，APOD)載波調(diào)制方式(下文簡(jiǎn)稱為“傳統(tǒng)方法3”)，該方式結(jié)合了策略一和策略二的換流方式：當(dāng)參考電壓Uref>0時(shí)，3L-ANPC逆變器的開關(guān)狀態(tài)在P和0L1、0U1(0U2)三種狀態(tài)之間切換；當(dāng)參考電壓Uref<0時(shí)，3L-ANPC逆變器的開關(guān)狀態(tài)在N和0U1、0L1(0L2)三種狀態(tài)之間切換。

3 工頻周期輪換調(diào)制策略工作原理及其損耗分析

3.1 實(shí)現(xiàn)方法

如圖2所示是工頻周期輪換選擇零電平開關(guān)狀態(tài)的開關(guān)器件損耗均衡調(diào)制策略工作原理，參考電壓設(shè)為uo=Umsinθ。將調(diào)制實(shí)現(xiàn)過程分為A～F六個(gè)區(qū)域，每個(gè)區(qū)域內(nèi)，逆變器選擇的開關(guān)0狀態(tài)相同，通過加入調(diào)制波的相位信息，以T/2為開關(guān)0狀態(tài)輪換周期，采用IPD載波調(diào)制策略，使用P ? 0U1(0U2)，N ? 0L1(0L2)，P? 0L1和N?0U1實(shí)現(xiàn)逆變器的開關(guān)狀態(tài)輪換，使得在3T周期內(nèi)每只開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率相等，達(dá)到開關(guān)器件損耗均衡的目的。其中，0U1/0U2的區(qū)別在于是否導(dǎo)通開關(guān)器件S4，當(dāng)逆變器在半橋正狀態(tài)和上半橋零狀態(tài)之間(P ? 0U1/0U2)切換時(shí)，選取兩種上半橋零狀態(tài)中的任意一種對(duì)損耗分布并沒有影響，為了敘述簡(jiǎn)潔，本文選擇P ? 0U2開關(guān)狀態(tài)的切換方式。同理，0L1/0L2開關(guān)狀態(tài)的分析可以得到相同的結(jié)論，故本文選擇N ? 0L2開關(guān)狀態(tài)的切換方式。由于P ? 0L2和N?0U2換流時(shí)存在電流路徑不確定的區(qū)域，故不在本文方法中使用。

圖2 工頻周期輪換調(diào)制策略工作原理

在區(qū)域A、E中，選擇P ? 0U2換流路徑，此時(shí)S1和S5在每個(gè)載波周期內(nèi)導(dǎo)通和關(guān)斷，逆變器輸出調(diào)制波的正半周，S1和S5按照載波頻率進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作。

在區(qū)域B、D中，選擇N ? 0L2換流路徑，此時(shí)S4和S6在每個(gè)載波周期內(nèi)導(dǎo)通和關(guān)斷，逆變器輸出調(diào)制波的負(fù)半周，S4和S6按照載波頻率進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作。

在區(qū)域C中，選擇P? 0L1換流路徑，此時(shí)S2和S3在每個(gè)載波周期內(nèi)導(dǎo)通和關(guān)斷，逆變器輸出調(diào)制波的正半周，S2和S3按照載波頻率進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作。

在區(qū)域F中，選擇N? 0U1換流路徑，此時(shí)S2和S3在每個(gè)載波周期內(nèi)導(dǎo)通和關(guān)斷，逆變器輸出調(diào)制波的正半周，此時(shí)S4和S6按照載波頻率進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作。

由此可以得到開關(guān)器件S1～S6的開關(guān)動(dòng)作波形如圖3所示，由器件開關(guān)動(dòng)作波形可知，在3T周期內(nèi)，每個(gè)開關(guān)器件按照載波頻率動(dòng)作的周期均為T，每只開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率相等。

圖3 開關(guān)器件S1～S6的開關(guān)動(dòng)作波形

3.2 換流過程及損耗分析

3L-ANPC逆變器輸出電流在P ? 0U2，N ? 0L2，P ? 0L1和N ? 0U1之間換流，決定了各個(gè)開關(guān)器件之間的損耗分布。所有換流過程均發(fā)生在一只開關(guān)器件和一只反并聯(lián)二極管上。盡管有的換流路徑存在大于2只開關(guān)器件動(dòng)作的情況，但僅有一只開關(guān)器件和一只反并聯(lián)二極管承受主要的開關(guān)損耗。為了簡(jiǎn)化分析，本文設(shè)定逆變器工作在單位功率因數(shù)條件下，向電網(wǎng)側(cè)回饋有功功率，即功率因數(shù)(Power Factor，PF)PF=1。

當(dāng)3L-ANPC逆變器工作在A和E區(qū)域時(shí)，逆變器電流i> 0，電流換流路徑發(fā)生在P ? 0U2之間。如圖4(a)和圖4(b)所示，當(dāng)電流換流發(fā)生在P → 0U2期間時(shí)，首先關(guān)斷S6，然后關(guān)斷S1，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S5，此時(shí)電流i從上直流母線電容正極換流至直流母線電容中點(diǎn)，此過程中：開關(guān)器件S1產(chǎn)生關(guān)斷損耗；開關(guān)器件S6不經(jīng)過電流，不產(chǎn)生損耗；開關(guān)器件S5不經(jīng)過電流，不產(chǎn)生損耗；二極管D5產(chǎn)生很小的開通損耗；開關(guān)器件S2在換流過程中處于一直導(dǎo)通狀態(tài)，只有通態(tài)損耗。反之，當(dāng)電流換流發(fā)生在0U2 → P期間時(shí)，首先關(guān)斷S5，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S1，最后開通S6，此時(shí)電流i從直流母線電容中點(diǎn)換流至上直流母線電容正極，此過程中：二極管D5產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，開關(guān)器件S1產(chǎn)生開通損耗，開關(guān)器件S2在換流過程中處于一直導(dǎo)通狀態(tài)，只有通態(tài)損耗。

圖4 單相半橋3L-ANPC逆變器PF=1時(shí)的換流路徑， 半橋開關(guān)狀態(tài)

當(dāng)3L-ANPC逆變器工作在B和D區(qū)域時(shí)，逆變器電流i< 0，電流換流路徑發(fā)生在N ? 0L2之間。如圖4(c)和圖4(d)所示，當(dāng)電流換流在N → 0L2期間時(shí)，首先關(guān)斷S5，然后關(guān)斷S4，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S6，此時(shí)電流i從下直流母線電容負(fù)極換流至直流母線電容中點(diǎn)，此過程中：開關(guān)器件S4產(chǎn)生關(guān)斷損耗，開關(guān)器件S5不經(jīng)過電流，不產(chǎn)生損耗；二極管D6產(chǎn)生很小的開通損耗；開關(guān)器件S3在換流過程中處于一直導(dǎo)通狀態(tài)，只有通態(tài)損耗。反之，當(dāng)電流換流發(fā)生在0L2 → N期間時(shí)，首先關(guān)斷S6，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S4，最后開通S5，此時(shí)電流i從直流母線電容中點(diǎn)換流至下直流母線電容負(fù)極，此過程中：二極管D6產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，開關(guān)器件S4產(chǎn)生開通損耗，開關(guān)器件S3在換流過程中處于一直導(dǎo)通狀態(tài)，只有通態(tài)損耗。

當(dāng)3L-ANPC逆變器工作在C區(qū)域時(shí)，逆變器電流i> 0，電流換流路徑發(fā)生在P ? 0L1之間。如圖4(a)和圖4(e)所示，當(dāng)電流換流發(fā)生在P → 0L1期間時(shí)，首先關(guān)斷S2，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S3，此時(shí)電流i從上直流母線電容正極換流至直流母線電容中點(diǎn)，此過程中：開關(guān)器件S2產(chǎn)生關(guān)斷損耗；S3產(chǎn)生開通損耗；二極管D3產(chǎn)生較小的開通損耗；開關(guān)器件S1和S6一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，僅存在導(dǎo)通損耗。反之，當(dāng)電流換流發(fā)生在0L1 → P期間時(shí)，首先關(guān)斷S3，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S2，此時(shí)電流i從直流母線電容中點(diǎn)換流至上直流母線電容正極，此過程中：二極管D3產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，開關(guān)器件S2產(chǎn)生開通損耗。

當(dāng)3L-ANPC逆變器工作在F區(qū)域時(shí)，逆變器電流i< 0，電流換流路徑發(fā)生在N ? 0U1之間。如圖4(c)和圖4(f)所示，當(dāng)電流換流發(fā)生在N → 0U1期間時(shí)，首先關(guān)斷S3，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S2，此時(shí)電流i從下直流母線電容負(fù)極換流至直流母線電容中點(diǎn)，此過程中：開關(guān)器件S3產(chǎn)生關(guān)斷損耗；二極管D2產(chǎn)生較小的導(dǎo)通損耗；二極管D5產(chǎn)生較小的開通損耗；開關(guān)器件S4和S5一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，僅存在導(dǎo)通損耗。反之，當(dāng)電流換流發(fā)生在0U1 → N期間時(shí)，首先關(guān)斷S2，在一段死區(qū)時(shí)間之后開通S3，此時(shí)電流i從直流母線電容中點(diǎn)換流至下直流母線電容負(fù)極，此過程中：二極管D2產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗，開關(guān)器件S3產(chǎn)生開通損耗。

實(shí)際采用的IGBT模塊中，開關(guān)器件和反并聯(lián)二極管一般是集成封裝，因此3L-ANPC內(nèi)層(SinDin)、外層(SoutDout)和中點(diǎn)鉗位層(SnpcDnpc)開關(guān)器件模塊損耗分別可以表示為：

PSjDj=Pcond,Sj+Pcond,Dj+Psw,Sj+Psw,Dj

(1)

式中，j=1，2，5，分別表示3L-ANPC上半橋SoutDout、SinDin和SnpcDnpc的開關(guān)器件模塊損耗，包含開關(guān)器件和二極管的導(dǎo)通損耗Pcond,Sj、Pcond,Di及其開關(guān)損耗Psw,Sj、Psw,Di。下半橋SinDin、SoutDout和SnpcDnpc的開關(guān)器件模塊損耗分布與上半橋開關(guān)器件模塊損耗分布呈對(duì)稱關(guān)系[17-19]，本文不另行贅述。

由于各個(gè)開關(guān)器件模塊損耗差異將直接導(dǎo)致溫升的不均衡，為了量化系統(tǒng)中n個(gè)開關(guān)器件模塊之間的損耗不均衡程度的大小，本文定義不均衡度函數(shù)為：

(2)

式中，j為開關(guān)器件模塊的序號(hào)；n為系統(tǒng)中開關(guān)器件模塊數(shù)目。

4 仿真對(duì)比分析

為了驗(yàn)證本文所提方法的有效性，在PSIM中使用InfineonVCES=1 700 V、ICnom=1 800 A的半橋IGBT模塊搭建單相全橋3L-ANPC逆變器仿真模型，具體仿真參數(shù)見表2。

表2 仿真參數(shù)

在相同開關(guān)頻率和逆變器PF=1的條件下，按照式(1)，分別仿真計(jì)算當(dāng)逆變器采用本文提出的輪換方法、傳統(tǒng)方法1、傳統(tǒng)方法2和傳統(tǒng)方法3時(shí)，上半橋SoutDout、SinDin和SnpcDnpc開關(guān)器件模塊(本文取S1D1、S2D2和S5D5)的損耗大小，并通過式(2)求得并比較四種調(diào)制策略的開關(guān)器件模塊損耗不均衡度fun，再進(jìn)一步分析四種調(diào)制方法對(duì)逆變器交流電流、逆變器輸出電壓和開關(guān)器件損耗分布的影響。

在四種調(diào)制策略下，仿真計(jì)算SoutDout、SinDin和SnpcDnpc開關(guān)器件模塊熱損耗數(shù)據(jù)如表3所示。根據(jù)表3中開關(guān)器件模塊熱損耗數(shù)據(jù)，基于式(2)分別計(jì)算四種調(diào)制方法的開關(guān)器件損耗不均衡度fun如圖5所示。由圖5可知，單位功率因數(shù)逆變條件下，逆變器采用本文方法的開關(guān)器件損耗不均衡度為0.5，與其余三種傳統(tǒng)調(diào)制方法(分別為0.89、1.12、0.49)相比，其不均衡度與傳統(tǒng)方法3基本一致，遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)方法1和傳統(tǒng)方法2。比較圖5中本文方法和傳統(tǒng)方法的不均衡度，結(jié)合表4中的總損耗一欄可知，雖然傳統(tǒng)方法3的開關(guān)器件損耗不均衡度最接近本文提出的方法，但是在使用相同載波頻率的前提下(仿真中四種調(diào)制方法均采用2.5 kHz的載波頻率)，其開關(guān)器件總體損耗是本文提出方法的1.4倍；而當(dāng)逆變器采用傳統(tǒng)方法1、傳統(tǒng)方法2和本文方法時(shí)，總體損耗基本一致，但其開關(guān)器件損耗不均衡度較大。當(dāng)逆變器采用傳統(tǒng)方法3時(shí)，逆變器平均開關(guān)頻率上升會(huì)直接導(dǎo)致SoutDout、SinDin和SnpcDnpc開關(guān)器件模塊總損耗上升。

圖6 四種調(diào)制模式下流過上半橋SoutDout、SinDin和SnpcDnpc開關(guān)器件電流

表3 開關(guān)器件模塊熱損耗數(shù)據(jù)

圖5 四類調(diào)制方法下的開關(guān)器件損耗不均衡度對(duì)比

四種調(diào)制策略下，流過上半橋SoutDout、SinDin和SnpcDnpc開關(guān)器件的電流如圖6所示，其中圖6(a)～圖6(c)為本文提出的方法，圖6(d)～圖6(f)為傳統(tǒng)方法1，圖6(g)～圖6(i)為傳統(tǒng)方法2和圖6(j)～圖6(l)為傳統(tǒng)方法3。各調(diào)制方法的熱損耗計(jì)算周期為3T(T=20 ms)。

對(duì)比本文方法下的上半橋SoutDout、SinDin和SnpcDnpc開關(guān)器件電流圖6(a)～圖6(c)和傳統(tǒng)方法1下的圖6(d)～圖6(f)可知：本文方法通過工頻周期輪換零電平開關(guān)狀態(tài)，將第1.5T周期內(nèi)SoutDout的開關(guān)損耗轉(zhuǎn)移到了SinDin開關(guān)器件上，自身僅承擔(dān)導(dǎo)通損耗；而如圖6(d)所示，傳統(tǒng)方法1中SoutDout在1.5T周期內(nèi)一直存在開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，其開關(guān)器件損耗會(huì)遠(yuǎn)大于SinDin，即圖6(e)所示。因此本文方法中損耗分布會(huì)比傳統(tǒng)方法1更加均衡。對(duì)比本文方法與傳統(tǒng)方法2，其優(yōu)勢(shì)更加明顯：如圖6(g)和圖6(i)為傳統(tǒng)方法2下SoutDout和SnpcDnpc電流波形，其在1.5T周期內(nèi)僅存在導(dǎo)通損耗，而SinDin在3T周期內(nèi)均存在開關(guān)損耗。因此，其SoutDout、SinDin和SnpcDnpc開關(guān)器件損耗差異很大，直接導(dǎo)致其不平衡度最大。而采用傳統(tǒng)方法四時(shí)，在一個(gè)載波周期內(nèi)將占空比分為兩段進(jìn)行調(diào)制，如圖6(j)～圖6(l)，在每次切換時(shí)，比較輸出不同的零電平，可以實(shí)現(xiàn)SoutDout、SinDin和SnpcDnpc損耗均衡，但是也大大增加了開關(guān)損耗，進(jìn)而也增加了整體的損耗。

四種調(diào)制策略下，所得到的逆變器交流電流和交流電壓仿真結(jié)果如圖7和圖8所示。計(jì)算圖7中本文方法、傳統(tǒng)方法1、傳統(tǒng)方法2和傳統(tǒng)方法3的交流電流THD分別為4.0%，4.0%，3.9%，8.2%，因此，使用傳統(tǒng)方法3調(diào)制的逆變器，其輸出電流THD最大。從圖8(d)所示的傳統(tǒng)方法3逆變器輸出電壓可知，其輸出電平數(shù)為三電平，等于每個(gè)半橋輸出的電平數(shù)，相比于8(a)～圖8(c)三種方法，逆變器輸出電壓少了兩種電平，導(dǎo)致其電流的諧波增大。究其原因，是本文方法和傳統(tǒng)方法1和2均采用IPD載波調(diào)制，其半橋輸出電壓為三電平，全橋輸出電壓為五電平；而采用APOD載波調(diào)制方法時(shí)半橋和全橋逆變器輸出電壓均為三電平。

圖7 四類調(diào)制方法下的逆變器交流側(cè)電流

圖8 四類調(diào)制方法下的逆變器輸出電壓

5 結(jié)論

本文針對(duì)3L-ANPC開關(guān)器件損耗不均衡的問題，提出了一種按照工頻周期輪換選擇零電平開關(guān)狀態(tài)的開關(guān)器件損耗均衡調(diào)制策略，分析了該方法的損耗均衡調(diào)制策略工作原理、開關(guān)器件換流過程以及損耗特性。與傳統(tǒng)3L-ANPC調(diào)制策略相比，本文提出的調(diào)制方法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，無需開關(guān)器件結(jié)溫計(jì)算和溫度閉環(huán)控制。

仿真中對(duì)比了本文提出方法與三種傳統(tǒng)方法的開關(guān)器件損耗均衡度大小，結(jié)果表明，當(dāng)單相全橋3L-ANPC逆變器工作在單位功率因數(shù)時(shí)，逆變器在本文提出的調(diào)制方法和傳統(tǒng)方法3下的損耗不均衡度基本一致，分別為0.5和0.49，但是逆變器采用傳統(tǒng)方法3時(shí)的開關(guān)器件總損耗是本文提出方法的1.4倍。逆變器采用傳統(tǒng)方法1和傳統(tǒng)方法2時(shí)的開關(guān)器件損耗不均衡度最大，分別為0.89和1.12。仿真對(duì)比了四種調(diào)制策略下單相全橋3L-ANPC逆變器交流輸出電壓和輸出電流，結(jié)果表明，逆變器采用本文提出的方法、傳統(tǒng)方法1和傳統(tǒng)方法2時(shí)，輸出的電流THD基本一致，而采用傳統(tǒng)方法3時(shí)，THD相對(duì)較差。