汽車大燈調節器加載測試系統的設計

管士聰，任天平

（鄭州大學機械工程學院，河南 鄭州 450001）

1 引言

汽車大燈調節器也稱為大燈馬達。在夜晚行車時，路況變化、裝載量的變化、制動和加速度控制等情況都會引起車身傾斜角度發生變化，進而使近光燈的光束傾斜角發生變化[1]。大燈調節器通過調節前大燈傾斜角度，達到調節燈光照射方向的目的，如圖1 所示。大燈調節器的綜合性能測試，需要對調節器施加規定的負載阻力模擬其實際工作狀況。按照加載方式的不同，主要有機械式加載，電液式加載和電動式加載。機械式加載主要通過砝碼或者其他質量塊加載，優點是設計簡單，穩定性好，加載力相對準確。但加載、卸載、換向時對馬達有沖擊，而且容易造成傳動鋼纜拉斷。負載變化需人工調整，不利于自動化操作，工作效率低。電液式加載輸出負載力矩大，不適合小力矩加載。而且噪音污染，液壓泄露等因素不適合無塵檢測車間的檢測要求。電動式加載具有響應速度快，控制方便，適用較小加載力或力矩，小信號跟蹤力強、加載分辨率高等優點。因此選擇交流伺服電機加載的電動式加載方案。

圖1 大燈調節器Fig.1 Headlight Adjuster

2 加載臺主要組成及其工作原理

汽車大燈調節器加載測試系統，包括六個完全相同的子系統，各子系統之間相互獨立，可以實現六工位同時進行加載測試。加載臺一個工位的機械結構圖，如圖2 所示。主要由夾爪、齒輪齒條、交流伺服電機、磁柵尺傳感器、拉壓力傳感器等組成。

圖2 檢測臺加載機構Fig.2 Loading Mechanism of Testing Platform

加載測試系統工作原理，如圖3 所示。加載和反饋調節流程如下：

（1）上位機設置負載大小方向，夾爪位置等信息發給下位機控制器，下位機控制器經D/A 轉換，信號調理電路輸出模擬量信號，控制伺服電機運轉；

（2）伺服電機通過齒輪齒條傳動機構，將旋轉運動轉化為直線運動，實現將加載扭矩轉化為直線方向的加載力，推動夾爪傳遞給被測工件；

（3）拉壓力傳感器測得實際加載力信號，位移傳感器測得實際位移信號，經過信號調理電路以及A/D 轉換反饋給下位機控制器，形成閉環控制；

（4）下位機控制器將驅動信號與反饋信號比較得出調節誤差，經模糊PID 運算將新的模擬量控制信號發送給驅動器，反復運行以上步驟[2]。

圖3 加載系統原理圖Fig.3 Loading System Schematic

3 系統實現

加載測試系統以STM32F103 微處理器為控制核心，主要包括壓力測量部分、位移測量部分、RS232 和RS485 通訊部分、伺服驅動器參數設置以及驅動電路部分。

3.1 壓力測量

系統選用中皖金諾JLBM-20 外螺桿拉壓力測力傳感器測量實際負載。該傳感器是一款靈敏度較高的全橋應變片傳感器，測量范圍為（0～20）kg，輸出靈敏度1.5mV/V，綜合精度±0.2%F.S，供電電壓5-15VDC。

信號調理電路，如圖4 所示。傳感器輸出的差分信號經過RC 低通濾波輸入到儀表放大器AD620，放大后經過RC 低通濾波進入單片機AD 輸入端。增益電阻選用高精度（1‰）低溫漂（25PPM）的電阻避免環境因素造成誤差。增益電阻和放大倍數關系如下：

式中：RM—增益電阻阻值；G—放大倍數。

圖4 AD620 放大電路Fig.4 Amplifying Circuit of AD620

3.2 位移測量

基于工作條件、精度要求、測量位移范圍等因素綜合考慮，選用SPM 系列MR200 型磁柵尺作為位移檢測裝置。該傳感器工作電壓為5V，測量精度為0.001mm。

傳感器輸出A、B相位差為90°的正交信號，方波每移動一個周期，對應磁柵尺讀頭和磁尺之間移動一個波長的位移[3]。正交信號有四種狀態（01、00、10、11），如圖5 所示。由A、B正交信號超前滯后關系即可得出磁頭移動方向。

圖5 磁柵尺讀頭正交信號Fig.5 Quadrature Signal of Magnetic Grating Ruler Reading Head

STM32F103 微處理器每個定時器都有正交編碼輸入接口。通過對TI1 和TI2 邊沿檢測以及相應寄存器配置，即可實現對編碼器進行正向/反向計數，如圖6 所示。

圖6 STM32 正交計數Fig.6 Orthogonal Counting of STM32

3.3 RS232 和RS485 通訊電路設計

下位機控制器和上位機通訊方式為RS232 通訊，電平轉換芯片為MAX232。通訊協議采用MODBUS 協議的RTU 模式[4]。通訊電路，如圖7 所示。RS232 發送和接收電路中，采用5V 供電的6N137 來實現RS232 電平向TTL 電平的轉換和隔離。收發信號端添加雙向瞬態抑制元件增強對浪涌吸收能力，以保護設備或電路免受靜電產生的瞬間高壓[5]。

下位機控制器和伺服電機驅動器通訊方式為RS485 通訊。RS485 轉換電路，如圖8 所示。通訊協議采用的也是MODBUS 協議的RTU 模式。RS485 通訊為半雙工模式，通過控制485_D/R 腳控制75LBC184 收發器的收發轉換[6]。

圖7 RS232 通訊電路Fig.7 Communication Circuit of RS232

圖8 RS485 通訊電路Fig.8 Communication Circuit of RS485

3.4 伺服驅動器參數設置及驅動電路設計

加載裝置選用臺達交流伺服系統套裝，含伺服驅動器ASDB2-0721-B 和電機ECMA-C20807RS。電機額定功率750W；額定轉速3000r，最高5000r；額定扭矩2.39NM，最大7.16NM。驅動器可提供位置（PT）、速度（S）、扭矩（T）三種基本控制模式，可使用單一模式控制，也可選擇混合模式控制。

伺服電機加載結束后和加載開始之前，需要對夾爪位置精確定位，以便夾取調節器螺桿的合適位置。以夾爪向前移動接觸工件支架位置為位置零點，距離零點位移大小即夾爪位置。本設計選用扭矩/位置（T/PT）混合控制模式，在電機加載過程中用扭矩模式保證加載精度，在加載完成后和加載前用位置模式保證夾爪的精確定位。通過設置驅動器相關參數P1-01：7，選擇控制模式為扭矩/位置混合控制，P2-16：120 選擇驅動器CN1 引腳31 的高低來控制扭矩/位置模式的轉換。驅動電路，如圖9 所示。OD0接單片機輸出引腳，DOUT0 接驅動器CN1 引腳31，單片機沒有輸出時，默認為扭矩模式，單片機輸出低電平時該引腳接通，為位置模式。

圖9 模式選擇驅動電路Fig.9 Drive Circuit of Mode Selection

3.4.1 扭矩模式控制

混合模式下，單片機控制引腳OD0 沒有輸出時，驅動器默認處于扭矩模式。扭矩控制分為兩種，一是外部輸入的模擬電壓控制，二是通訊控制。這里選擇外部模擬電壓控制，命令來源參數設置為：P2-12：00，P2-13：00。該命令下通過驅動器T-REF，GND引腳之間的模擬電壓差控制轉矩大小和方向，輸入的電壓范圍是（-10～+10）V，對應的扭矩大小可以由參數P1-41 設置。當P1-41：100，（-10～+10）V 對應的扭矩大小為（-100～100）%額定扭矩。

扭矩模式下驅動電路，如圖10 所示。控制器接收上位機設置的負載大小、方向信息，輸出相應的碼值，碼值和設置負載的關系可由式（2）、式（3）得出。通過D/A 轉換，AD620 儀表放大器放大，輸出（0～10）V 可調電壓。使用兩位繼電器實現輸入模擬量電壓正反向切換，即實現扭矩正反向控制。

電機額定扭矩以及對應輸出負載之間關系，如式（2）所示。

式中：F額—額定負載；T額—額定扭矩；R—齒輪半徑。

其中T額=2.39NM，R=2cm，得F額=119.5N，滿足最大加載力100N 要求。

STM32F103 具有12 位A/D 通道，滿量程碼值為4096。輸入負載對應的模擬量電壓以及碼值之間關系，如式（3）所示。

式中：F—輸入負載；V—模擬量電壓；Ma—單片機碼值。

圖10 扭矩模式驅動電路Fig.10 Drive Circuit of Torque Mode

3.4.2 位置模式控制

混合模式下，單片機控制引腳OD0 輸出低電平，驅動器處于位置模式。位置模式通過單片機輸出的PWM 脈沖控制伺服電機的位置以及速度，其中PWM 脈沖頻率控制電機速度，PWM 脈沖個數與電機齒輪比結合控制電機的位置。電機齒輪比包括電機齒輪比分子N1 和電機齒輪比分母M1，具體參數設置分別為P1-44：40，P1-45：10?？刂泼}沖形式有AB相脈沖，正脈沖及逆脈沖，脈沖+方向。這里選擇脈沖+方向控制，參數設置為P1-00：02。

驅動電路，如圖11 所示。單片機輸出PWM 脈沖通過PC357光耦隔離，NPN 型三極管，進入伺服驅動器脈沖輸入端CN1 引腳41；單片機輸出開關量信號OD1，控制伺服驅動器方向控制端CN1 引腳37，從而控制電機運動方向。

圖11 位置模式驅動電路Fig.11 Drive Circuit of Position Mode

伺服電機編碼器分辨率，電機轉動一圈脈沖數，電機齒輪比三者關系，如式（4）所示。

式中：N—編碼器分辨率；M—單圈脈沖數；N1—電機齒輪比分子；M1—電機齒輪比分母。

電機移動位移S和所對應的脈沖數m關系，如式（5）所示。

由此關系可以通過單片機輸出的脈沖數精確控制電機位移，通過引腳OD1 的輸出控制電機正反轉。

4 系統的控制算法

調節器的加載實質是被動加載過程，承載對象調節器由外部控制電壓驅動主動做伸縮運動，加載對象電機被動跟隨調節器同步運動同時完成力加載。被動加載普遍存在位置干擾和多余力影響、系統穩定性以及跟蹤精度較差等關鍵問題[7]。本系統要求較高位置、加載精度，常規的PID 控制無法滿足。模糊PID 控制結合了常規PID 和模糊控制的優點，不僅具有常規PID 控制精度高等優點，而且具有很強的適應性和魯棒性，可以實現對干擾的快速穩定調節[8]。

圖12 模糊PID 控制系統框圖Fig.12 The Block Diagram of Fuzzy PID Control System

表1 ΔKp、ΔKi、ΔKd 控制規則表Tab.1 The Control Rule Table of ΔKp、ΔKi、ΔKd

模糊PID 控制系統由變量模糊化、建立模糊規則庫、模糊推理、解模糊組成[9]。模糊控制的輸入為實際負載、位移和理論負載、位移之間的偏差E與偏差變化率EC，輸出是PID 控制參數的調整量ΔKp、ΔKi和ΔKd，輸入輸出的模糊集都為｛NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB｝，論域為［-3，3］，隸屬度函數選擇三角函數分布。偏差E大時，以減少偏差為主；偏差E小時，除了消除誤差，還要減少超調和避免震蕩的原則進行設計；當E適中時，根據偏差變化率EC的變化情況具體考慮[10]。根據上述原則和現場的調試經驗得到的控制規則，如表1 所示。逆模糊化選用加權平均方式。其計算公式，如式（7）所示。

式中；xi—輸出論域中的元素；μu（xi）—xi的加權系數；u′—模糊判決值。經模糊控制后，實際應用到負載和位移調節的控制參數可由下式計算，式中PID 控制參數KP0，KI0，KD0可由現場實驗試湊法獲得。

控制器輸出模擬電壓和PWM 脈沖，經模糊控制得到PID 控制參數后，采用增量式PID 算法進行調節電機負載、位移。

5 加載實驗

加載臺可對六個工件同時進行加載測試，上位機設置加載參數進行加載實驗，通過控制器A/D 采集生成加載曲線，加載實驗如下：

（1）是給定20N 負載命令下模糊PID 控制和常規PID 控制下的加載曲線圖，如圖13 所示。由加載曲線可知，常規PID 控制下最大超調量為10%。當滿足超調量小于5%情況下，調節時間為0.07s，穩態誤差為0.5N。模糊PID 控制下最大超調量為5%，調節時間為0.05s，穩態誤差為0.2N。模糊PID 控制相對常規PID控制具有較小的超調量和較短的調節速度，滿足系統加載要求且加載相對穩定。

圖13 負載20N 加載曲線Fig.13 Load Curve on Loading 20N

（2）給定為正弦波信號，幅值為20N，角頻率為8rad/s 下加載曲線，如圖14 所示。由圖可知實際加載曲線和設定曲線重合度較好，經測量得出幅差為4%，相差為3°，滿足系統加載要求。

圖14 角頻率8rad/s 正弦信號加載曲線Fig.14 Loading Curve of Sinusoidal Signal

（3）夾爪在不同位置命令下測得三組數據，如表2 所示。

表2 夾爪位置數據表Tab.2 The Date Table of Claw Position

根據表2 分析，系統具有較好的重復性和穩定性，夾爪位置精度為0.5%，具有極高的位置精度，滿足系統加載要求。

6 結論

根據交流伺服電機加載方案，設計了大燈調節器加載測試系統，得到的主要結論如下：

（1）設計了調節器加載測試平臺，該平臺可以通過上位機設置相關參數自動加載測試，而且可以六工位同時進行，大大提高檢測效率。

（2）加載過程中，伺服驅動器選用扭矩/位置混合控制模式，通過相關參數設置以及驅動電路的設計，提高負載和位置精度。

（3）采用模糊PID 控制策略，實驗表明與常規PID 控制相比，具有較小的超調量和較快的調節速度，具有較高的負載和位置精度。加載系統具有較好的重復性和穩定性，滿足加載系統要求。

（4）研究的直線式加載系統，通過實驗驗證了對電機模擬負載和位置精確控制，可以廣泛用于調節器或者舵機等器件檢測，具有重要的工程和實驗意義。