基于SiC MOSFET 的單相三電平變換器設計

陳 曉，趙亞東，張 瑜

（安陽工學院機械工程學院，安陽455000）

交直交變換器可廣泛應用于各種工業電力產品設計，如電能質量調節器、潮流控制器、電力電子變壓器和電動汽車充電樁等[1-5]。單相交直交變換器可實現交流電能質量調節，以保護敏感負載如計算機、牽引電氣設備、通信設備和充電設備等免受干擾的影響。

文獻[6-8]中提出了三橋臂單相交直交變換器，整流器和逆變器共享一個公共橋臂， 相對于文獻[9-11]所描述的四橋臂單相交直交變換器，可顯著減少開關器件數量和提高裝置功率密度，文獻[8]基于H∞控制理論， 建立了系統的周期平均模型，并設計了最優H∞輸出動態反饋控制器，但控制算法復雜度高，且只有仿真分析，無實驗驗證。 文獻[12]指出，三橋臂交直交變換器中公共橋臂為負載諧波提供了一條額外的電流路徑， 故可提高功率因數。同時，互異向電流在公共橋臂中相互抵消，使得電流幅值最小，從而優化導通損耗，但整流和逆變橋臂仍會產生與四橋臂變換器相同的損耗。 近年來，三電平電路拓撲得到了廣泛研究，與兩電平拓撲相比，其開關器件只是承擔了一半的電壓應力，優化了開關損耗，降低了諧波。 為此，文獻[13-15]將單相三橋臂交直交變換器拓撲中整流器和逆變器橋臂升級為中點箝位型三電平電路以減少開關損耗，而文獻[15]還利用冗余矢量實現了均壓的一維空間矢量脈寬調制算法，但算法并未考慮損耗問題，由于橋臂電流必須流過2 個開關器件[16]，故此拓撲結構存在更高的導通損耗，且內外開關器件的損耗也存在分布不均的問題。

基于前述研究， 本文設計了一種新型基于SiC MOSFET 的高效率單相三電平三橋臂變換器， 其T型三電平橋臂較之中點箝位型三電平橋臂，可有效減小功率開關器件的使用，具有減小導通損耗的優勢[17-18]。隨著電力電子技術的發展，基于功率開關器件的電力電子裝置在能量傳輸效率、功率密度和價格成本等方面的要求越來越高， 與Si MOSFET 相比，SiC MOSFET 擊穿電壓強度高、損耗低和熱導率高，可用在高電壓、高開關頻率和高功率密度場景，市場前景廣闊，隨著量產增速，性價比趨于更合理，使用率更高[19]。 為此，本文將T 型橋臂中的外開關使用SiC MOSFET 代替Si MOSFET， 降低開關損耗，新型變換器可實現高效率，同時還可以工作在更高的開關頻率下，諧波性能更好。

1 變換器的運行和控制

圖1 為本文所提的新型變換器拓撲，變換器包含有2 個T 型三電平橋臂和一個公共橋臂， 其中：公共橋臂包含開關管S1和S2，同步其輸入電壓以降低開關損耗； 整流橋臂由開關管S1a、S2a、S3a和S4a組成； 右側T 型三電平橋臂包含開關管S1b、S2b、S3b和S4b、 其逆變輸出保持與輸入電壓同相；vg和ig分別為電網電壓和電流，Lg為輸入電感，C1和C2為直流側電容，Vd為直流電壓，Lo為輸出電感，Co為輸出電容，vo和io分別為輸出電壓和輸出電流， 點a、b間的電壓為vab，流過S1a的電流為iS1a，流過S2a和S4a的電流為iS24a，流過S3a的電流為iS3a。S1a、S2a、S3a和S4a為SiC MOSFET，其余開關管為Si MOSFET。

圖1 新型單相三電平三橋臂交直交變換器拓撲Fig. 1 Topology of novel single-phase three-level three-leg AC/DC/AC converter

考慮到所提變換器中整流器和逆變器具有完全對稱的結構，故在電路工作模態分析時，只以整流器為例詳細分析，逆變器類似，不再贅述。圖2 給出了整流器的6 個工作模式。

由圖2 可見，公共橋臂的上下開關管由輸入電壓的極性進行控制， 即在輸入電壓正半周期，S2導通，S1斷開， 而另外半個周期，S1導通，S2斷開。 因此，開關S1的占空比D1為

開關管S1a和S2a與開關管S3a和S4a的開關狀態互補， 故僅需確定2 個開關管的占空比即可控制整流器。 定義S1a的穩態占空比為Dn1a，S4a的穩態占空比為Dn4a。圖2（a）～（f）分別對應6 組有效開關狀態組合，其中：vab為五電平電壓，即Vd、Vd/2、0、-Vd/2 和-Vd；vg由五電平分為4 部分， 也即整流器的模式1（Vd/2

模式1 的電路對應圖2（a）和圖2（b）。 S1a導通和關斷狀態對應的電感電壓vL為

因模式1 下Vd/20。 基于電感伏秒平衡原理，可推導S1a的穩態占空比Dn1a為

模式1 中S3a始終關斷，S4a始終導通， 則開關S4a的穩態占空比Dn4a為

其他模式以此類推，各模式中S1a、S4a的穩態占空比如下。

圖2 新型單相三電平三橋臂變換器中的整流器工作模式Fig. 2 Operating mode of rectifier in the novel single-phase three-level three-leg converter

進一步，必須將控制占空比ΔD 添加到穩態占空比中，以控制并網電流ig。 以對模式1 詳細討論為例， 其他模式中ΔD 的計算方式是完全相同的。由式（2）可得出一個開關周期內Ls的平衡式為

式中：Ts為開關周期；Δig為并網電流的變化量。 則可推導出S1a的占空比D1a為

式（11）中等號右側第1 項和模式1 的穩態占空比Dn1a的表達式一致，故第2 項即為控制占空比ΔD，表示為

從而式（11）可重寫為

ΔD 用于跟蹤并網電流參考i*g。

圖3 vab、vg、ig、iS1a、iS24a 和iS3a 的波形示意Fig. 3 Schematic of waveforms of vab, vg, ig,iS1a, iS24a and iS3a

圖4 為變換器的控制器框圖。 圖4 中直流電壓平衡通過調節參考并網電流i*g實現， 也即將計算得到的直流電容C1和C2間的電壓差乘以控制系數kpbal后加到并網電流參考i*g上。ΔD 直接用于并網電流控制，使其跟蹤電網電流參考i*g。 Dn被用作前饋電壓補償器，其使整流器的輸入ΔD 與輸出|is|間的關系成為易于控制的一階線性動態系統，如式（12）所示。 換言之，穩態占空比Dn的增加使得控制性能通過預設工作點得到改善， 并優化了輸入電流波形。 逆變橋臂的控制框圖在圖4 中下半部分，其中輸出電壓vo通過PI 控制器進行調節， 逆變器的占空比Di為

式中：m 為電壓控制器的輸出；|sin（ωt）|是正弦參考值。 電流限幅器可限制輸出電流幅值，以防止接入連接脈沖負載（如電容性整流器）時逆變器輸出過大的負載電流。

圖4 控制器框圖Fig. 4 Block diagram of the controller

2 變換器損耗分析

新型變換器的效率是設計的核心關鍵點。基于數據手冊和測量得到的數據對變換器的損耗進行詳細分析，并與其他拓撲變換器進行對比。 功率計算基于如下假設：①整流器和逆變器的功率因數近似為1，因此流經公共橋臂的電流幅值微小，故公共橋臂上開關的導通損耗可近似認為0；②公共橋臂上的開關損耗可忽略不計，因為公共橋臂上開關以工頻運行，并在輸入電壓的過零點開關；③整流器和逆變器橋臂具有相同的損耗，因為兩者的電路結構和運行模式相同。

2.1 導通損耗分析

如前所述，T 型三電平橋臂在不同工作模式下使用不同的開關管，每個開關管上的電流波形如圖3 所示。 則單位功率因數下vg和ig可分別表示為

式中：Vg和Ig分別為電網電壓和電網電流的峰值；fg為電網額定頻率。 則S1a上的電流有效值為

其式中：iS1ar為開關S1a上的電流有效值；Tg為工頻周期。 假設一個工頻周期內包含有m 個開關周期，將式（17）中的積分項擴展為若干開關周期積分項之和，即

為了便于計算傳導損耗，在整個開關周期期間內將電網電流ig視為常數， 因為開關周期時間較短，期間電網電流ig的變化可忽略，不會顯著影響計算結果。 第k 個開關周期內對i2S1a（t）積分，有

式中，D1a[k]為第k 個開關周期中開關S1a的占空比。S1a僅在模式1 和3 下工作，故式（19）可表示為

可得iS1ar以及S1a的導通損耗PS1acon分別為

式中，rdsS1a為S1a的通態電阻， 其數值可通過開關器件手冊查閱。同理可得到開關S2a的導通損耗PS2acon。S3a和S1a的工作模式相同，導通損耗也一致。 同理，S2a和S4a的導通損耗也相等。因此，變換器的總導通損耗Pcon為

2.2 開關損耗分析

圖5 為模式1 下Ts內S1a和S2a上的電壓和電流波形。圖中，第k 個開關周期內S1a開通和關斷時峰值電流Ipon和Ipoff分別為

圖5 近似為三角形中的陰影區域即為開通和關斷損耗，故第k 次開通和關斷的開關損耗WonS1a[k]和WoffS1a[k]可推導為

式中：tonS1a和toffS1a分別為開關S1a的開通時間和關斷時間；Coss為寄生電容，其數值可通過開關器件手冊查閱。 因此， 開關S1a的開通損耗PonS1a和關斷損耗PoffS1a可計算為

類似方法可計算S2a的開通損耗PonS2a和關斷損耗PoffS2a，則總開關損耗Psw為

圖5 模式1 下一個開關周期內暫態波形Fig. 5 Transient wavefroms during one switching period in mode 1

2.3 損耗對比

分別計算傳統兩電平三橋臂變換器和中點箝位型三電平三橋臂變換器的損耗，并與新型變換器進行對比。 圖6 所示為不同電路拓撲在開關頻率fs=20 kHz 和fs=30 kHz 時的損耗計算結果。 由計算結果可見：兩電平拓撲電壓應力高，開關損耗較大；多電平拓撲電壓應力小，故開關損耗最低，但導通損耗高；使用Si MOSFET 后可顯著降低導通損耗，但由于使用了高額定電壓的MOSFET， 基于Si MOSFET 的T 型三電平三橋臂變換器的開關損耗更大，如圖6（b）所示，當開關頻率升高時，這個差值將變得更大；使用SiC MOSFET 代替Si MOSFET可顯著緩解該問題，即顯著降低開關損耗。

圖6 損耗計算結果對比Fig. 6 Comparison of calculation result of loss

3 實驗驗證

在實驗室搭建了額定功率為3 kW 的單相三電平三橋臂變換器原理樣機，如圖7 所示，并進行了測試。 控制算法基于微芯公司的DSP 芯片DSPIC 33EP256MU810 實現，MOSFET 的驅動電路為HCPL-316J，控制電路板上所有開關的電源都通過變壓器隔離。 實驗參數和器件型號見表1 和表2。

表1 變換器參數Tab.1 Parameters of the converter

表2 變換器開關器件型號Tab. 2 Types of switching devices in the converter

值得一提的是，將單相三電平三橋臂變換器中的T 型橋臂外開關采用SiC MOSFET 代替Si MOSFET 以降低開關損耗的同時，將顯著提高開關頻率至20 kHz（實驗中最高達到30 kHz），而常規單相三電平三橋臂變換器的開關頻率通常在5～10 kHz[11-12]。 考慮到輸出諧波將主要為開關頻率倍頻處邊帶諧波，故優化輸出LC 濾波器參數Lo和Co分別為1 mH 和6.8 μF， 則截止頻率為19.3 kHz。 對比常規單相三電平三橋臂變換器，輸出濾波器的無源元件體積和重量將顯著降低， 而網側濾波電感與負載側一致，即Ls=Lo=1 mH。對于直流支撐電容， 參數計算方法和常規單相三電平三橋臂變換器類似，可參見文獻[11-12]，本文中選取為C1=C2=680 μF。

對于驅動電路的設計， 可遵循以下設計原則：①Si MOSFET 開通所需門極電荷較小，總體驅動功率設計值無需太高；②Si MOSFET 的開通電壓高于Si MOSFET 器件，故設計門極驅動電壓Vgs為18 V～20 V（雖然開啟電壓小，但驅動電壓只有達到18 V～20 V 時才能使Si MOSFET 完全開通）；③考慮到誤觸發耐性稍差，驅動器需設置負壓，防止其誤觸發。

圖8 為穩態運行實驗波形，其中：圖8（a）中vab為五電平電壓，而vg和ig同相，保持了單位功率因數，且ig正弦度好；圖8（b）中，滿載條件下直流電壓Vd保持了恒定，而輸出電壓vo與電網電壓vg接近同相。

圖8 穩態實驗結果Fig. 8 Steady-state experimental results

圖9 為電網電壓和負載擾動下Vd、vo、ig和vg的實驗結果。 其中，圖9（a）中vg從220 V 階躍至240 V，圖9（b）中vg從240 V 階躍至220 V，圖9（c）中負載從1.5 kW 階躍至3.0 kW，圖9（d）中負載從3.0 kW 階躍至1.5 kW。 動態實驗結果驗證了控制器對擾動的魯棒性。

圖10 所示為不同負載率下開關頻率為20 kHz和30 kHz 時的效率測試結果。 從結果可看出，開關頻率20 kHz 和30 kHz 下新型變換器的最大效率分別為99%和98.7%，在額定功率時效率分別為98.6%和98.4%，這說明了變換器的低損耗性能。 從實驗結果進一步看變換器電路寄生參數（如引線電感等）對變換器輸出影響較小，是因為變換器電流小，可忽略寄生參數的影響，但工程實際時，功率提升則需考慮系統集成以降低寄生參數。

圖9 動態實驗結果Fig. 9 Dynamic experimental results

圖10 變換器效率測試結果Fig. 10 Test results of converter efficiency

4 結論

圍繞小功率單相交直交變換器的效率優化，設計了一種基于SiC MOSFET 的高效率單相三電平三橋臂變換器。通過電路設計、控制器設計、損耗分析和實驗驗證，可得結論如下。

（1）新型變換器采用了2 個T 型三電平橋臂，且外開關使用SiC MOSFET，可顯著降低損耗，提高變換器效率。

（2）新型變換器中保留了傳統公共橋臂，其以工頻運行，不增加額外損耗，而整流器和逆變器采用三電平拓撲可提高諧波性能。

（3）與其他2 種拓撲變換器的損耗計算結果對比顯示，基于SiC MOSFET 的新型變換器的運行效率最高。

（4）額定功率3 kW 的變換器原理樣機的測試結果表明， 在20 kHz 開關頻率下， 最大效率可達99%，額定負載下效率可達98.6%。

（5）后續研究的方向將是針對變換器負載側帶非線性負載時的諧波優化設計。