一種新型無源軟開關三電平逆變器

易靈芝，姜康寧，胡炎申,2

（1.湘潭大學多能協同控制技術湖南省工程研究中心，湘潭411105；2.深圳茂碩電氣有限公司，深圳518000）

三電平逆變器由于具備功率密度高、 成本低、干擾小等優勢，而廣泛應用于中大功率的光伏發電領域[1-2]。 工程應用中，功率開關管需要工作在高開關頻率狀態，因此硬開關損耗尤為明顯，限制其在高壓領域的應用，而軟開關技術是解決功率開關管高頻化和低損耗之間矛盾的最佳選擇[3-4]。

軟開關技術是利用電感、電容本身特有的屬性，即緩沖電感對于電流變化的抑制以及緩沖電容對電壓變化的抑制， 避免功率開關管的電壓和電流同時取得高值，實現功率開關管的零電流軟開關ZCS（zero-current soft-switching）和零電壓軟開關ZVS（zerovoltage soft-switching）[5-7]。早期的軟開關技術是通過附加RCD 緩沖電路[8-9]，試圖將開關損耗的能量轉移到緩沖電路，利用電阻和電容將能量以熱量的形式消耗掉，也能達到降低開關管溫度的作用。 但理論上能量的損耗依然存在，甚至新增了輔助電路的損耗，效率更低。

軟開關技術廣泛應用于DC/DC 變換器，后由李澤元、 阮新波等專家學者推廣至多電平逆變器[10-11]。文獻[12]介紹了一種常規型軟開關拓撲，能夠直接實現零電流軟開關，但這種方案復制了兩電平ZCT軟開關控制方式，完全沒有考慮到TNPC 三電平逆變器的拓撲特性，輔助器件繁多。文獻[13]提出一種在非單位功率因數工況下仍能實現零電流開關的軟開關調制技術， 并且研制25 kW 的三相逆變器樣機驗證了有效性。但該方案控制過程需要多模式切換，控制策略復雜，控制精度要求太高。 文獻[14-15]將諧振極型零電流軟開關技術推廣到三電平逆變器，能夠實現開關管的零電流軟開關，不影響開關管應力，但每相引入輔助器件過多，且輔助開關管需要額外的ZCT 軟開關控制策略。 文獻[16]提出一種無源軟開關三電平逆變器，無需更改控制且效率較高，但其輸出波形較差，缺乏對關鍵參數選型的依據，其換流過程內管電壓應力過大，且伴隨高頻振蕩。

針對現有三電平逆變器軟開關技術的不足，提出了一種低電壓應力無源軟開關逆變器，通過附加無源輔助諧振單元實現所有開關管的軟開關，詳述了其各模態的原理；在此基礎上，列舉了軟開關實現的限制條件并給出了關鍵參數的設計； 最后，設計了一臺1 kW 原理樣機，通過與常規軟開關逆變器以及傳統硬開關逆變器試驗結果的對比，驗證了本文所提的新型無源軟開關逆變器的有效性。

1 電路拓撲

圖1 為新型無源軟開關三電平逆變電路，在傳統T 型三電平拓撲上加入了由緩沖電感Lr、緩沖電容Cr1、Cr2和4 個二極管Dr1～Dr4組成的緩沖單元，以及2 個對稱的箝壓單元Ci1、Di1和Ci2、Di2。 輔助電路的作用是通過緩沖電感和電容對于電流和電壓變化速率的限制，提供實現零電壓關斷和零電流導通的條件，通過LC 諧振將能量反饋回負載端。主要工作波形如圖2 所示，其中G1和G3對應開關管S1和S3的驅動，us1、us3和uCr2分別是開關管S1、S3和電容Cr2的 電 壓，is1、is3和iLr分 別 是 流 過 開 關 管S1、S3和電感Lr的電壓。

圖1 新型無源軟開關三電平逆變主電路拓撲Fig. 1 Main circuit topology of novel passive softswitching three-level inverter

圖2 開關周期主要工作波形Fig. 2 Main working waveforms in switching cycle

2 工作原理

諧振發生在開關管關斷瞬間，即0、1 電平換流時刻，二極管Dr1～Dr4、緩沖電容Cr1、Cr2以及箝位電容Ci1、Ci2分布和功能鏡像對稱，且Cr1=Cr2=Cr，故以下分析未涉及Dr1、Dr2、Cr1和Ci2。 等效電路見圖3。

模態1（0-t0）：保持1 電平穩態如圖3（a）所示，S1、S2開通，S3、S4關斷，電流經S1到負載，橋臂電壓uOM=0.5udc。

模態2（t0-t1）：進入換流前段（S1到S2、D3），S1關斷，S3開通， 形成諧振回路和負載回路兩條導通回路且有所重疊， 此時通過S1的電流迅速減小，S1兩端電壓為udc與uCr2之和。因為Cr2的箝位作用，S1兩端電壓uds1緩慢上升，S1能實現零電壓關斷。由于緩沖電感Lr限制了di/dt，S3實現了零電流開通。

根據圖3（b）所示，換流階段微分方程為

進而可知

根據uCr2的表達式可以推導出本階段持續時間為

模態3（t1-t2）：進入換流后段如圖3（c）所示，Cr2放電完畢，D4開始導通， 同時通過Dr4的電流降為0，由于udc/2 的恒定電壓加在Lr兩端，使其電流線性增大，D4電流線性下降。 t3時刻通過D4的電流降至0，負載電流達到最大值。 本階段持續時間為IoLr/（0.5udc）。

圖3 6 個模態的等效電路Fig. 3 Equivalent circuits in six modes

模態4（t2-t3）：保持0 電平穩態如圖3（d）所示，S2、S3保持開通， 只有一條回路即D3、S2到負載，電感電流等于負載電流，緩沖電容電壓為0，橋臂電壓uOM=0。

模態5（t3-t4）：進入換流前段（S2、D3到S1）如圖3（e）所示，S1開通，S3關斷，正母線電壓給Lr施加的udc/2 的反向電壓，但Lr上電流不能突變，S1實現零電流開通。同時，因為電流只經過D3，S3兩端電壓上升速度受限，S3能實現零電流零電壓關斷。 本階段持續時間為IoLr/（0.5udc）。

模態6（t4-t5）：進入換流后段如圖3（f）所示，BUS+-S1-Cr2-Dr3-Lr構成諧振回路給Cr2充電， 當內管S3電壓應力超過udc/2， 箝位二極管Di1導通，箝位電容Ci1將電壓穩定在udc/2 附近直到諧振結束。Lr電流線性下降，相應地流過S1的電流線性上升。直至Lr電流降到0，電路回到如圖3（a）所示的1 電平穩態。 開關管S3電壓應力為

其中

本階段換流時間為

3 軟開關實現條件及參數設計

根據以上模態分析可以得到軟開關實現的基本條件。

（1）為確保開關管實現零電流開通，主要器件流過的峰值電流應小于其允許通過的最大電流，取開關管允許通過最大電流為ISA，緩沖二極管允許通過最大電流IDA，考慮安全裕度系數為0.8，則

（2）為確保換流不干擾逆變器正常工作，要求換流時間小于tr，tr取0.1To，To為開關周期，則

關于軟開關組件的參數選型，根據模態6 可以推導出流經開關管電流的最大裕值ism以及諧振電流峰值ip為

式中：I 為最大負載電流；Cr為電容Cr1和Cr2的容值。 ip為負載電流的1/3，可得

由模態分析可知，流經Dr1和Dr4最大電流為開關管的最大電流，ism=14.1 A，Dr2和Dr3的最大電流為諧振電流ip=3.5 A， 輔助二極管的最大耐壓均為母線電壓udc=300 V。 流過試驗開關頻率為18 kHz，諧振不能干擾逆變器正常工作，因此諧振周期不能超過開關周期的1/10，即

綜合式（11）和式（12）可以得到諧振參數Lr=32 μH，Cr=22 μF。

4 實驗結果

為驗證理論分析的正確性，參考第3 節關鍵參數選型，在實驗室搭建了1 kW 新型無源軟開關三電平逆變器樣機，如圖4 所示，具體參數為：直流輸入電壓300 V；主控芯片TMS320F28335；開關頻率為18 kHz；輸出100 V/50 Hz；額定輸出電流10 A；濾波器電感1 mH， 濾波電容25 μF； 功率開關管S1～S4使用英飛凌公司的IGBT，型號為K40H1203；使用STMicroelectronics 公司的型號STTH3012W二極管； 緩沖電感Lr=32 μH； 緩沖電容Cr1=Cr2=22 nF，型號為MMKP82。

圖5（a）可見，is1和us1不會同時取高值，因此外管S1可以實現零電壓關斷和零電流開通， 開關損耗明顯減少。圖5（b）中uCr2波形存在斜率緩和的零電壓凹槽，表明開關管具備零電壓切換的條件。 需要說明的是，無法實現全范圍軟開關過。 因為零點附近存在開關周期占空比不到10%的情況， 由式（12）結合實驗波形可計算出，占到整個工頻周期的7%。 但過零點附近電流、電壓都為低值，因此零點附近無法實現全范圍軟開關影響并不大。

圖4 實驗樣機Fig. 4 Experimental prototype

圖5 新型軟開關逆變器實驗波形Fig. 5 Experimental waveforms of novel soft-switching inverter

為對比分析本方案在電壓應力、振蕩抑制以及輸出波形THD 等方面的優勢， 對比測試了同等工況下的常規型軟開關拓撲方案，常規型軟開關試驗條件及組件參數與本文新型軟開關均保持一致，即開關頻率仍為18 kHz；輸出100 V/50 Hz；所有開關管型號為K40H1203， 無需加入二極管。 圖6 為S3電壓、電流對比波形，由圖6（a）可見，最大電壓應力達到了輸入電壓300 V，而圖6（b）中電壓應力僅為190 V，且電流變化更為平緩，而工程應用中T 型三電平拓撲功率管組合絕大多數采用4 合1 模塊，其規格固定內管耐壓是外管耐壓的一半，本文提出的軟開關拓撲因具有電壓應力的優勢，仍然能應用于模塊化三電平逆變器。 另外，本文軟開關通過并聯箝壓單元抑制了結電容與諧振電感的高頻諧振，逆變器更快進入穩態，所以本文提出的軟開關逆變器穩定性更好。

圖6 S3 的電壓電流波形對比Fig. 6 Comparison of voltage and current waveforms of S3

由于應用背景是中點箝位型NPC（neutral point clamped）三電平逆變器，中點電壓不平衡是所有NPC逆變器所固有的問題。 減小中點電位波動是該領域的研究重點和難點。 加入了中點電壓波動的測試試驗，由圖7 可見，由于軟開關方案優化了開關管電壓應力沖擊和振蕩，逆變器輸出電壓幾乎穩定在3 個標準電平段（0，±udc/2），分壓電容的諧波振蕩較小。

圖8 為輸出電流波形的對比，改善的輸出電壓波形可確保負載電流連續性，波形質量較高。 且所測常規軟開關THDi 為4.62%，本文軟開關THDi 僅2.75%。

圖7 輸出電壓及中點電位波形對比Fig. 7 Comparison of output voltage and neutral-point potential waveforms

圖8 輸出電流波形對比Fig. 8 Comparison of output current waveform

圖9 同等工況下本文的新型軟開關逆變器分別與常規軟開關和傳統硬開關逆變器的效率對比，輕載時功率和電流很小，沒有滿足全范圍的軟開關的條件， 而非理想條件下輔助電路本身會帶來損耗，因此輕載段軟開關效率略低，但不可否認的是，隨著負載電流等軟開關條件的滿足，兩種軟開關效率均領先于傳統硬開關。而由于新型軟開關逆變器優化了管電壓、管電流沖擊與振蕩，電壓、電流利用率高，因此加載段新型軟開關逆變器全面領先于常規軟開關逆變拓撲。而工程應用中逆變器大多工作在高負載或滿載工況下，因此本文的新型軟開關逆變拓撲效率更優。

圖9 效率曲線對比Fig. 9 Comparison of efficiency curve

5 結語

新型無源軟開關三電平逆變器無需改變原有調制方式即可實現所有開關管的軟開關動作，能明顯減少開關損耗；正常工作效率高于傳統硬開關和常規軟開關逆變器；開關管在換流過程不會出現大幅電壓沖擊和振蕩，中點電壓波動更小，確保了逆變器的穩定性；輸出電流紋波小，波形質量高，能夠滿足并網標準。