高效高功率密度車載雙向電能變換器設計

肖蕙蕙，李茂麗，楊 奕

（1.重慶理工大學電氣與電子工程學院，重慶400054；2.重慶能源互聯網工程技術研究中心，重慶理工大學， 重慶400054）

電動汽車作為中國汽車市場的重要組成部分，在充電接入電網時，給電力系統穩定性等方面帶來了不同的挑戰和新的機遇[1]。 電動汽車的動力電池組可等效為一個移動分布式儲能單元，夜晚利用用電低谷時段進行充電G2V（grid to vehicle），白天在用電高峰時將多余的電能返還給電網V2G（vehicle to grid）[2]。 文獻[3]對電動汽車車載充電機的設計僅分析了動力電池充電部分，電能僅從電網側流向電動汽車，沒有實現能量的雙向流動。 文獻[4]中ACDC 變換采用Boost 型APFC 提高功率因數，該方案難以實現能量的雙向流動。

本文前級AC-DC 部分采用4 個GaN 開關管組成全橋電路， 采用PWM 整流可以提高功率因數，實現整流逆變雙向變換。 GaN 與硅器件相比，其開關過程的反向恢復時間可忽略不計，高速、高電子密度、 高開關頻率可減少濾波器和無源器件的使用，從而減小系統尺寸和重量，提升功率密度，降低損耗。 本文2 kW 系統采用散熱片和風冷的冷卻方式，逆變效率達98%。

1 整體方案設計

針對目前車載電能變換器應具有高功率因數、高效率、低諧波、小輸出紋波等要求，本文研究設計的雙向車載電能變換器主要由濾波器、雙向AC-DC變換器以及雙向DC-DC 變換器組成。 電網給動力電池組充電狀態時，該電能變換器結構框圖如圖1所示。

圖1 充電狀態下變換器的結構框圖Fig. 1 Block diagram of converter structure in charging state

前級AC-DC 變換器為PWM 整流，輸入電流跟蹤輸入電壓提高功率因數，同時減小輸入電流諧波對電網的影響，并為后級電路提供穩定的高壓直流母線電壓；后級DC-DC 變換器采用移相全橋電路，開關器件實現零電壓導通與關斷，從而實現電氣隔離和高效率的降壓變換，同時還為動力電池組提供一個低紋波高質量的直流電壓。

該電能變換器處于動力電池組放電狀態下的結構框圖如圖2 所示。 DC-DC 變換器同樣采用移相全橋升壓變換電路， 實現12～36 V 鋰電池組到400 V直流母線電壓的轉換；DC-AC 模塊作為單相全橋逆變電路， 采用電壓前饋、 電壓電流雙閉環控制策略， 實現變換器諧波含量低的220 V 交流電壓輸出穩定[5-6]。

圖2 放電狀態下變換器的結構框圖Fig. 2 Block diagram of converter structure in discharging state

四象限運行定義如圖3 所示，Ud、Id分別為雙向DC-DC 變換器輸入電壓、輸入電流。 多數電能變換裝置都只能工作在第1 象限（正向充電），若將電源的正負極反接， 系統才能工作在第3 象限（反向充電），但很少工作在二四象限（正向能量回饋和反向能量回饋）。 充電和放電為同一電路而控制方式不同，這為四象限工作提供了條件。 在四象限下工作可以實現能量正反雙向傳遞和剩余能量的反饋，使系統能耗減小，效率進一步提高[7]。

圖3 四象限運行原理Fig. 3 Operation principle in four quadrants

2 硬件電路設計

主電路如圖4 所示，主要由單相全橋雙向ACDC 變換器和隔離全橋雙向DC-DC 變換器兩個部分組成。充電狀態時，電網輸入的220 V 交流電，經PWM 整流后輸出穩定的直流母線電壓， 并為后級提供直流輸入； 之后由移相全橋DC-DC 電路將直流電壓轉化成動力電池組充電可以接受的高精度12～36 V 直流電壓。放電狀態下隔離全橋DC-DC 電路作為升壓變換器，電池組輸出直流電壓，經DCDC 升壓變換后得到400 V 直流母線電壓； 后級的全橋電路將直流電逆變成220 V 交流電。

圖4 主電路Fig. 4 Main circuit

交流側和電池側加入的濾波器可提高功率因數，抑制諧波污染，中間電容C1用于穩壓和濾波。本文前級雙向AC-DC 部分使用4 片GaN Systems的GS66508T 組成全橋電路拓撲，后級雙向DC-DC部分中高壓側同樣采用型號為GS66508T GaN 芯片，該芯片耐壓為650 V，允許通過最大電流為30 A，適合高壓低電流狀態下使用。在低壓側大電流狀態下，采用GaN Systems 的GS-010-120-1-P GaN 芯片，其耐壓為100 V，允許通過最大電流為120 A。

2.1 雙向DC-DC 變換器

該系統中充電狀態后級和放電狀態前級的雙向DC-DC 變換器采用移相全橋控制， 通過移相角來控制功率的大小和方向。圖5 為移相控制時變換器的工作波形，此處以功率從高壓HV（high voltage）側流向低壓LV（low voltage）側為例，對移相全橋控制進行分析介紹， 移相全橋雙向DC-DC 變換器電路工作模態如圖6 所示。 設n 為變壓器的變比；L2為變壓器漏感，其兩端電壓為vL2；iL2為流過L2的電流；Ths為半個開關周期[8-10]。

2)共享經濟與需求響應服務的普及. 隨著多種共享出行服務的發展，對智慧交通管理系統提出更高的要求，因此在管理系統的規劃建設過程中，應該考慮將不同的共享出行系統納入到管理范圍.

1）模態1[t0～t1]

t0時刻開始，開關管S1和S4導通而S2和S3關斷，S6和S7正向導通。 此時的電感電壓為正，電流仍然為負，電感同時給HV 側和LV 側放電，電流分別通過二極管D1和D4、D6和D7進行續流， 電流逐漸減小到0 并且反向，正向增長。 此時電感L2的電流的表達式為

2）模態2[t1～t2]

在t1時刻，開關管S5和S8導通，S6和S7關斷。LV 側全橋通過二極管D5和D8給輸出端充電。 正向傳輸功率，vH≥nvL，此時電感電流繼續增大，但是增大速率下降。 此時電感L2的電流表達式為

圖5 移相控制電路波形Fig. 5 Waveforms of phase shift control circuit

3）模態3[t2～t3]

在t2時刻，S2和S3導通，S1和S4關斷。 由于電感電流方向未發生改變。電感電流先降為0 再反向增大。 此時，電感L2的電流表達式為

4）模態4[t3～t4]

通過上述分析可知，在t2時刻后的另半個周期內工作狀況與之前半個周期相似[11]。 移相全橋電路能夠使電流、電壓在正負四象限工作，實現能量的正向和反向的雙向傳遞，并且還可以實現剩余能量的反饋。

2.2 單相全橋PWM 整流電路

單相全橋PWM 整流電路如圖7 所示，開關器件采用全控型器件GaN，它能在不同程度上解決傳統整流電路存在的問題。 PWM 整流電路就是把逆變電路的SPWM 控制方法運用到整流電路中，在正弦波調制PWM 整流電路的交流輸入端產生一個PWM 波，其輸入電流非常近似正弦波，并且輸入電流與輸入電壓同相位，功率因數接近1。 其中Q1、Q4的驅動信號完全相同，Q2、Q3的驅動信號完全相同，而Q1和Q2的驅動信號互補對稱。當交流電波形處于正半軸時，PWM 波信號控制Q1和Q4導通、Q2和Q3關斷， 電流從電感L1經過開關管Q1、Q4回到交流源負極。當交流電波形處于負半軸時，PWM 波信號控制Q2和Q3導通、Q1和Q4關斷，電流從電源負極經Q2、Q3流過電感L1最后回到電源端，通過交替導通4 個開關管使交流整流為直流輸出[12]。

圖7 單相全橋PWM 整流電路Fig. 7 Single-phase full-bridge PWM rectifier circuit

2.3 變壓器參數設計

隔離式全橋雙向DC-DC 變換器的占空比為0.5， 為保證動態響應， 考慮到動態時磁芯不能飽和，設置極限占空比為Dlim=0.47。 當輸入電壓為最低值時， 設計最大占空比Dm與極限占空比Dlim有5%的裕量，因此取最大占空比Dm=0.45。

放電狀態下取輸入電壓最低值為12 V 且為最大占空比Dm時的伏秒平衡面積為vLminDm=12×0.45=5.4。 為確保在極限伏秒下磁芯瞬態不飽和，在輸入電壓最大值為36 V 且極限占空比為Dlim時， 為最惡劣情況，vLmaxDlim=36×0.47=16.92，作為選擇磁芯的極限值[13]。

采用自然冷卻方式， 取單位磁芯損耗PV=100 mW/cm3， 頻率f=100 kHz 時， 對應磁通密度ΔB=0.12 T，輸出功率P0=2 kW，由以上參數計算磁芯面積乘積AP，即

選擇磁芯型號E55，AP=9.884 cm4， 大于計算值。 計算線圈匝比，從最低電壓開始計算，有

可選擇的匝數比為15∶1 或29∶2。 根據電磁感應定律計算高壓側匝數，即

再由輸入線圈的電流有效值I1和電流密度j，計算得到可繞導線厚度δ， 最終選定變壓器高壓側為42 匝，采用線徑0.41 mm 3 股并繞；低壓側為3匝，采用線徑0.64 mm 4 股并繞[14]。

3 控制策略設計

3.1 全橋逆變電路控制

本設計逆變部分采用輸入電壓前饋及電壓電流雙閉環控制，控制輸出電壓穩定在220 V，在微網試驗室進行并網試驗，檢測電流、電壓、相序、頻率等參數。 由于本文側重介紹系統的設計和研制，因此對并網相關部分不做詳細描述。該系統的控制方案框圖如圖8 所示。

圖8 控制結構框圖Fig. 8 Block diagram of control structure

電壓閉環控制采用輸出電壓的平均值作為控制量，通過硬件電路將輸出電壓經過整流和濾波后轉化為電壓平均值，計算給定值與采樣電壓平均值的誤差， 經過PI 調節后得到下一周期電壓的控制輸出量，輸出電壓波形更加穩定。 電流閉環控制采用負載電流平均值作為反饋對象，補償輸出電流引起的電壓降，抗負載干擾性能強，在負載變化較大的場合，可以增加系統的穩定性，并且可對逆變器進行限流保護。在雙閉環控制系統之前加入電壓前饋控制環節，對逆變器增益進行補償，抵消直流輸入電壓vd波動對逆變電源的影響[15]。 用輸入電壓環實時檢測直流輸入電壓， 額定直流輸入電壓除以采樣得到的直流輸入電壓， 再與經雙環校正的正弦信號相疊加后得到調制信號，將其送入SPWM 發生器。

3.2 雙向DC-DC 控制器

雙向DC-DC 電路采用電壓、 電流雙閉環控制策略，電流環具有快速、及時的抗干擾性，在單電壓環控制基礎上增設電流環能夠更好地抑制負載的影響。 雙閉環系統動態結構如圖9 所示。

圖9 雙閉環系統動態結構Fig. 9 Dynamic structure of double closed-loop system

充電模式下需要恒流輸出，電流閉環控制補償輸出電流引起的電壓降。該控制方案具有較好抗負載干擾性能， 并且可以對逆變器進行限流保護，動態性能較好?？梢酝ㄟ^電流內環將系統校正為典型I 型系統[16]，其中，為電流內環采樣慣性環節；Toi為電流內環采樣小慣性時間常數；ACR為電流環傳遞函數，其慣性環節為

放電時需要恒壓輸出， 電壓閉環控制使輸出電壓幅值穩定在給定值，但有較小的穩態誤差。典型Ⅱ型系統的超調量相對較大，但抗擾性能較好。因此將系統設計成典型Ⅱ型系統。其中，為電壓外環采樣慣性環節；Tov為電壓外環采樣小慣性時間常數；AVR 為電壓外環傳遞函數，則有

4 樣機研制與測試結果

根據車載電能變換器的設計方案，設計了一臺開關頻率為100 kHz、輸出功率為2 kW 試驗樣機。樣機實物如圖10 所示， 該樣機體積約為全磚體積5.52 in3，功率密度為362.32 W/in3。

放電狀態下，在電池側輸入12～36 V，交流側接入額定負載24 Ω， 用數字電壓表測量輸出端電壓，輸入電流等參數，結果見表1，平均傳輸效率為95.5%。 測量隔離示波器中輸出波形如圖11 所示，計算可得輸出電壓總諧波THD 小于5%。

圖10 樣機實物Fig. 10 Photos of the prototype

表1 放電狀態測量參數Tab. 1 Measurement parameters in discharging state

圖11 輸出電壓波形Fig. 11 Waveform of output voltage

充電狀態下，輸入電壓為220 VAC、系統的開關頻率為100 kHz 的情況下，改變輸出電流設定值12～18 A，測量輸出端電壓、輸入電流等參數，結果見表2，計算出變換效率達到95%以上。 達到了實際車載雙向電能變換器的技術參數要求，實現了高效率充電的要求，同時減小了電流諧波對電網的影響，輸出直流電壓穩定且紋波電壓小。

表2 充電狀態測量參數Tab. 2 Measurement parameters in charging state

5 結語

本文提出了一種輸出功率為2 kW、 開關頻率為100 kHz 的電動汽車車載雙向電能變換器的設計方案， 詳細分析了移相全橋零電壓開關電路和PWM 整流電路的工作原理和控制策略，并設計了1臺試驗樣機。 通過對樣機測試結果分析，該車載雙向電能變換器充電模式下設定電流值恒流輸出，輸出電流紋波小于5%； 放電模式下， 輸出電壓恒為220 VAC，總諧波失真THD 小于5%。變換器的雙向變換效率大于90%，功率密度大于100 W/in3，具有高效率、高功率密度的特點，能夠有效實現電動汽車和電網之間能量的雙向流動。