基于有源網絡的后級聯型Boost 變換器

趙忠彪

（許昌學院電氣與機械工程學院，許昌461000）

由于太陽能、風能等新能源轉換成的初始電能電壓一般較低，不能滿足傳輸電能電壓及日常使用電能電壓的要求，故研究一些實用的新型直流升壓變換器成為了新能源利用領域中的重要一環[1-4]。

雖然理論上傳統Boost 變換器工作在極端占空比狀態下時，其能實現電壓的高增益，但其開關管和二極管的電壓應力都會比較大，且其二極管在反向恢復的過程中將會導致其開關管開通時產生很大的尖峰電流，從而也會降低變換器的能量裝換效率[5-6]。雖然變壓器或帶耦合電感的直流升壓變換器能夠實現電壓的高增益，但變比較大的變換器和耦合電感的漏感均會引起電壓尖峰，這對變換器的使用壽命和電磁干擾都是極其不利的[7-8]。這在要求變換器體積較小、便于攜帶安裝的新能源應用領域也是不占優勢的。級聯型變換器是將2 種直流升壓變換器進行前后級聯， 雖能實現較高的電壓變比，但其前級開關管的電壓應力較大，后級二極管的電壓應力也較大。 開關電感型直流升壓變換器，雖然解決了開關管電壓應力較大的問題，但其后級二極管的電壓應力仍然較大[9]。 開關電容型直流升壓變換器，雖然解決了二極管電壓應力較大的問題，但其電感電流較大和開關管電壓應力較大的問題仍然存在[10]。

本文在開關電容型（級聯型）和開關電感型（有源網絡型）直流升壓變換器的基礎上，提出一種基于有源網絡的后級聯型Boost 變換器，其結合有源網絡和后級聯型直流升壓變換器的優點， 使其實現電壓變比較高、 開關管和二極管電壓應力較小的目的。

1 新型變換器拓撲結構

有源網絡如圖1 所示。 其中，開關管S1與開關管S2參數一致，且采用同步控制策略；電感L1與電感L2參數一致，且其電感均為L。 當該有源網絡中2 個開關管同時導通時，電感L1、L2并聯充電；當2個開關管同時關斷時，電感L1、L2串聯放電。

本文在結合上述有源網絡的基礎上， 提出了一種新型的后級聯型Boost 變換器，其結構如圖2所示。

圖1 有源網絡Fig. 1 Active network

圖2 基于有源網絡的后級聯型Boost 變換器Fig. 2 Post-cascade Boost converter based on active network

2 新型變換器工作模態

本文所提新型Boost 變換器共有3 種工作模態：

（1）工作模態1：開關管S1、S2同時導通時的電感電流線性上升；

（2）工作模態2：開關管S1、S2同時關斷時的電感電流線性衰減；

（3）工作模態3：開關管S1、S2同時關斷時的電感電流為0。

新型變換器工作模態1 和工作模態2 的等效電路如圖3 所示。 為簡化本文對該新型Boost 變換器的理論分析，現做如下假設：變換器中所有開關管和二極管都是瞬時動作的，變換器中所有電容都不考慮其電壓的波動，不考慮變換器在能量轉化過程中的能量損耗。

圖3 等效電路Fig. 3 Equivalent circuit

2.1 工作模態1

此時變換器中開關管S1、S2在驅動信號的作用下同時導通，其對應的等效電路如圖3（a）所示。

由圖3（a）可知，此時電源Vin分別給電感L1、L2并聯充電，有

式 中，IL1、IL2分 別 為 此 模 態 下 流 經 電 感L1、L2的 電流，且其值相等。

由圖3（a）可知，此時電容C1通過開關管S2和S1，與電源Vin串聯后過二極管D2給電容C3充電，有

式中，VC1、VC3分別為此時電容C1、C3兩端的電壓。

由圖3（a）可知，此時電容C2通過二極管D2，與

電容C3串聯后過二極管D4給電容C4充電，有

式中，VC2、VC4分別為此時電容C2、C4兩端的電壓。

由圖3（a）可知，負載R 始終由電容C4供電，有

式中，VO為該新型變換器的輸出電壓。

2.2 工作模態2

此時變換器中開關管S1、S2在驅動信號的作用下同時關斷，其對應的等效電路如圖3（b）所示。

由圖3（b）可知，此時電感L1、L2與電源Vin三者串聯后，通過二極管D1給電容C1充電，有

式中，VL1、VL2分別為此時電感L1、L2兩端的感應電動勢。 VL1、VL2的表達式為

式 中，iL1、iL2分 別 為 此 模 態 下 流 經 電 感L1、L2的 電流，且其值相等。

由圖3（b）可知，此時電容C3通過二極管D1和D3，給電容C2充電，有

2.3 工作模態3

此時變換器中開關管S1、S2在驅動信號的作用下均保持關斷狀態， 且變換器中兩電感L1與L2的電流值均為0，即電感保持開路狀態。

變換器中僅剩電容C4的電壓VC4為負載R 供電，形成電流回路。

3 新型變換器性能參數

由于在該新型Boost 變換器的3 個工作模態中，電感L1、L2的器件參數相同，運行方式對稱且一致，故將其作為相同電感分析。

3.1 電壓變比

1）電感電流連續模式CCM（continuous conduction mode）

結合式（1）、式（5）、式（6），對新型變換器中的電感運用伏秒平衡，有

式中，D1、D2為在一個時鐘周期TS內， 變換器分別工作在工作模態1、工作模態2 時所用時間占時鐘周期TS的比例。

結合式（2）、式（3）、式（4）、式（7），有

將式（9）代入式（8），化簡可得

因在CCM 下有D2=1-D1，即可化簡式（10），得

式中，BC為變換器工作在CCM 下時輸出電壓與輸入電壓之比。

2）電感電流斷續模式DCM（discontinuous current mode）

結合式（5）、式（6），對新型變換器中的電容C1運用安秒平衡，有

由文獻[7]可知，在DCM 下，有

將式（12）、式（13）代入式（10），消去D2和VC1，可得

式中，BD為變換器工作在DCM 下時， 變換器的輸出電壓與輸入電壓之比。

由于在新能源應用領域中的直流升壓變換器常工作于CCM，所以下文所做分析均在CCM 下進行。

3.2 電壓應力

1）電容電壓應力

由式（9）、式（11）、式（3）、式（7）、式（4）可得

2）二極管電壓應力

由圖3（a）和圖3（b）可知

3）開關管電壓應力

由圖3（b）可知

式中，VS1、VS2分別為開關管S1、S2兩端的電壓應力。

由式（5）、式（9）、式（11）可得

將式（18）代入式（17），化簡可得

將式（11）代入式（19），化簡可得

3.3 電感電流應力

結合圖3（a），由式（1）可得

式中，ILmin為電感電流的最小值。

結合圖3（b），對新型變換器中的電容C1運用

安秒平衡，可得

式中，IA為電感電流的平均值。 化簡式（22），可得

圖4 所示為新型變換器中電感電流隨時間變化的對應關系。 結合圖4，并聯立式（21）和式（23），可得

將式（24）代入式（21），可得

式中，IM為變換器的最大電感電流。

圖4 電感電流值時間關系Fig. 4 Relationship between inductor current and time

4 新型變換器性能對比

表1 給出了本文和文獻[9]、文獻[10]所提變換器拓撲結構以及傳統Boost 變換器拓撲結構的主要性能參數的對比。

表1 參數橫向對比Tab. 1 Comparison among parameters

由BC可知，在占空比D 相同的情況下，本文所提變換器拓撲結構具有最高的電壓變比，其在要求具有高電壓變比的新能源應用領域中具有較強的優勢；由VS1可知，在占空比D 相同的情況下，本文所提變換器拓撲結構具有最小的開關管電壓應力參數；由VD1可知，在占空比D 相同的情況下，本文所提變換器拓撲結構具有最小的二極管電壓應力參數。 較小的開關管和二極管電壓應力參數，使得在制作變換器結構時的元器件選型中能很好地節約成本，且其是能反映變換器整體能量轉換效率較高的重要參數，故本文所提變換器拓撲結構具有更小的硬件制作成本且其具有更高的能量轉換效率，能更好地滿足新能源應用領域中對直流升壓變換器的需求。

5 新型變換器實驗研究

為了驗證本文所提變換器拓撲結構的有效性及上述對該新型變換器拓撲結構參數所做分析的正確性， 在實驗室對該新型變換器進行了實驗驗證，并對表1 中所列的新型變換器的4 種參數進行了波形采集。實驗所用元器件參數為：L 為150 μH；電容C1、C2、C3、C4的電容值均為47 μF； 開關管S1、S2的型號為IRFP260N；二極管D1、D2、D3、D4的型號為BYV34-500。

輸入輸出電壓波形及其開關管電壓應力波形如圖5 所示。 由圖5 可知， 實驗所設開關頻率f=50 kHz，占空比D=0.5。從圖中可看出：當輸入電壓Vin為10 V 時，其輸出電壓VO為80 V，而開關管上的電壓應力VS1為20 V。 代入式（11）、式（20）可得，相關實驗結果與理論分析相一致。

圖5 輸入輸出波形及其開關管電壓應力波形Fig. 5 Waveforms of input and output voltage and the voltage stress in a switching tube

二極管D1、D3的電壓應力波形如圖6 所示。 由圖6 可知，在上述實驗條件下，二極管D1、D3上的電壓應力VD1、VD3均為40 V。 代入式（16）可得，實驗所得結果與理論分析值相一致。

圖6 二極管D1、D3 的電壓應力波形Fig. 6 Waveforms of voltage stress in diodes D1 and D3

圖7 所示為實驗樣機輸入電壓Vin固定為20 V時，在通過調節實驗樣機控制信號的占空比D 來實現調整輸出電壓VO的過程中， 實驗樣機對應不同輸出電壓VO時的能量轉換效率。由圖7 可知，所提變換器的能量轉換效率隨輸出電壓的增加呈現出先增大后減小的規律， 當輸出電壓為150 V 時，實驗樣機的能量轉換效率達到最大值94.2%。

圖7 效率曲線Fig. 7 Efficiency curve

6 結語

本文在分析了新能源應用領域中對直流升壓變換器的需求后， 結合現階段對直流升壓變換器的研究成果， 特別是對有源網絡型和后級聯型升壓變換器的研究， 提出了一種基于有源網絡的后級聯型Boost 變換器。通過一系列的對該新型變換器的工作原理及其各方面性能參數進行分析、論證后，得出了該新型變換器具有電壓變比較高、 開關管和二極管電壓應力較小的優點。 外加其拓撲結構是無變壓器的非隔離型變壓器，體積較小，便于安裝攜帶，故其能適用于新能源應用領域中的直流升壓環節。