可調磁通電機系統及其關鍵技術發展

鄭 萍，王明嶠，喬光遠，劉法亮，張書寬

(哈爾濱工業大學 電氣工程及自動化學院，哈爾濱 150080)

在世界范圍內，日益嚴重的能源危機和環境污染問題使得傳統汽車工業的發展面臨空前挑戰[1]，新能源汽車成為未來汽車的發展方向[2].我國在《中國制造2025》中將“節能與新能源汽車”列為我國未來重點發展的十大領域之一，作為新能源汽車的最主要車型，擁有巨大發展空間的電動汽車受到廣泛關注.驅動電機作為電動汽車的核心技術之一，是電動汽車的研究重點，開發先進的驅動電機也是提升我國在電動汽車領域實力的重要途徑之一[3].

永磁同步電機(permanent-magnet synchronous machine,PMSM)因其高效率、高功率密度等優點，目前已成為電動汽車車用電機的主流機種，其占有率呈現逐年上升趨勢.但是傳統永磁同步電機面臨著一些急需解決的問題：永磁同步電機氣隙磁場調節困難，導致其恒功率區域較窄，寬速運行受限；電機一般采用弱磁控制進行擴速，但需要持續施加直軸弱磁電流，這將產生額外的銅損，導致電機在高速區域效率較低；電機在運行過程中永磁體可能出現局部溫度過高、承受去磁電流沖擊、或由于運行工況惡劣出現劇烈振動等情況，有局部退磁風險；電機所用稀土永磁材料價格受到國際形勢和國家政策的影響，價格波動較大.

針對上述問題，有學者提出了一種能夠調節氣隙磁場強弱的電機—可調磁通電機(variable-flux machine,VFM)，又被稱作記憶電機[4].可調磁通電機的概念提出以來，受到業界的廣泛關注，先后發展出了基于不同原理、具有不同結構的可調磁通電機，同時學者們對電機進行調磁時所帶來的問題進行了研究，提出了諸多針對可調磁通電機的控制策略.可調磁通電機的提出，能夠解決傳統永磁同步電機氣隙磁場調節困難的問題，降低永磁體發生退磁的風險，不僅保留了傳統永磁同步電機的優點，還可通過調磁調速使電機具有較寬的調速范圍和較高的運行效率，其出現與發展為拓寬永磁同步電機的調速范圍提供了新的方法和途徑，有望為電動汽車、數控機床及軌道交通等應用領域提供新型的永磁電機寬調速驅動系統.

本文以可調磁通電機的調磁方式進行分類，總結了現有不同結構的可調磁通電機，通過總結各種電機的工作原理、拓撲結構以及各自的優缺點，闡述了可調磁通電機的關鍵技術問題；同時針對可調磁通電機的特殊問題，對電機控制策略進行了歸納總結.

1 可調磁通電機原理及拓撲結構

1.1 可調磁通電機原理

可調磁通電機的基本工作原理是通過改變電機氣隙磁密，擴寬電機能夠運行的速度范圍.大部分可調磁通電機通過施加充、去磁電流改變永磁體磁化強度來調節氣隙磁密，可以通過在電機定子或轉子上額外設置專用于調磁的直流調磁繞組實現對永磁體充、去磁，也可以直接利用電機電樞繞組施加調磁電流；另外有的可調磁通電機通過附加機械結構改變電機主磁路磁場分布，從而達到調節電機氣隙磁密的目的.

改變永磁體磁化強度是利用了永磁材料的磁滯特性，學界常采用磁滯回線來反映這種特性，圖1為常用于可調磁通電機中AlNiCo材料的磁滯回線，當永磁體磁狀態受到外部磁場作用發生改變后，撤去外部磁場，永磁體不能恢復到原來的磁狀態，而是沿著局部回復曲線穩定在新的磁狀態.機械調磁型可調磁通電機則是通過改變主磁路磁阻、改變轉子磁極位置等方式來調節氣隙磁密的.

基于上述原理，國內外學者們提出了大量不同結構的可調磁通電機，按電機調磁方式分類，可將可調磁通電機分為交流脈沖調磁型、直流脈沖調磁型和機械調磁型.交流脈沖調磁型利用定子電樞繞組產生調磁電流；直流脈沖調磁型通過額外安裝的調磁繞組對永磁體充、去磁；機械調磁型通過機械裝置進行磁場調節.按勵磁方式分類，可將可調磁通電機分為單一永磁型、組合磁極型和混合勵磁型.

圖1 AlNiCo材料磁滯回線

1.2 交流調磁型可調磁通電機

1.2.1 單一永磁型

可調磁通電機最早由德國學者V.Ostovic[4]提出，其結構如圖2所示，電機定子結構與傳統永磁電機類似，轉子由AlNiCo、轉子鐵心和非導磁材料組成“三明治”結構.通過定子電樞繞組施加直軸充、去磁脈沖電流，可以實現AlNiCo磁極的反復充、去磁，而且其調磁電流為瞬時脈沖電流，幾乎沒有充、去磁損耗.實驗結果表明該電機轉速范圍較寬，能夠在600～4 000 r/min的轉速范圍內保持較高的效率.

美國威斯康星大學麥迪遜分校R.D.Lorenz等[5]提出了交軸磁阻增強式可調磁通電機，如圖3所示.通過在轉子鐵心上開槽，使電機的交軸電感小于直軸電感，因此可利用直軸增磁電流得到正的磁阻轉矩，并通過合理設計漏磁路徑實現更大的磁通調節范圍.

圖2 原型可調磁通電機結構[4]

圖3 交軸磁阻增強式可調磁通電機[5]

單一永磁型可調磁通電機能夠通過調節永磁磁通擴大調速范圍，但該類電機只采用矯頑力較低的永磁材料，與采用NdFeB等高矯頑力永磁材料的電機相比，其氣隙磁通較小，在相同尺寸下電機功率密度較低.另外，為了獲得足夠的磁通，上述電機常使用較厚的AlNiCo材料，從而需要較大的調磁脈沖電流，增大了逆變器容量.

1.2.2 組合磁極型

為了解決單一永磁型可調磁通電機存在的問題，有學者提出了組合磁極型可調磁通電機，根據永磁體的組合方式，該類電機可分為串聯型和并聯型兩大類.

日本東芝公司S. Maekawa等[6]提出了一種串聯型表貼式外轉子可調磁通電機，如圖4所示.在同一主磁路中的一對磁極分別由不同的永磁材料構成，其中可調磁通磁極采用具有低矯頑力特性的SmCo材料，其退磁曲線呈線性，磁化特性相較于AlNiCo更易獲得.英國謝菲爾德大學Z.Q.Zhu等[7]提出了一種內置式串聯型可調磁通電機，如圖5所示.與并聯型結構相比，該電機的可調磁通磁極工作點在調磁過程中更易于控制，且具有較高的轉矩密度.但電機需要的去磁電流較大，擴速性能受逆變器容量限制.

日本東洋大學K.Sakai等[8]提出了一種并聯型可調磁通電機，其結構如圖6所示，電機的AlNiCo磁極切向充磁，而NdFeB磁極徑向充磁.AlNiCo可以被直軸電流充、去磁，AlNiCo磁通可與NdFeB磁通共同進入氣隙，從而增強氣隙磁通，也可將NdFeB產生的磁通在轉子內部部分短路，起到去磁效果.

圖4 表貼式外轉子可調磁通電機結構[6]

圖5 內置式串聯型可調磁通電機結構[7]

圖6 并聯型可調磁通電機結構[8]

天津大學陳益廣等[9-10]提出了一系列的并聯型可調磁通電機，典型結構如圖7所示.W型結構由徑向充磁的NdFeB作為主勵磁源，切向充磁的AlNiCo用于調磁，兩塊NdFeB交點與轉子外邊緣間磁路設計的較窄，起到增大交軸磁路磁阻的作用；V型結構中的NdFeB和AlNiCo均為切向充磁，轉子磁極直軸處隔磁橋起到增大交軸磁阻的作用，減小了電機運行時交軸電樞反應對AlNiCo磁狀態的影響.

華中科技大學曲榮海等[11]提出了一種如圖8所示的并聯型可調磁通電機，其轉子磁極由切向充磁的AlNiCo和NdFeB構成，通過添加交軸磁障提高交軸磁阻，使得直軸增磁電流能夠產生正的磁阻轉矩，該結構的轉矩較單一永磁型可調磁通電機提升了14%，雙層磁障的添加還可以抑制NdFeB對AlNiCo的去磁作用，有利于提高電機的充磁能力.浙江大學沈建新等[12]提出了一種并聯式可調磁通電機，其結構如圖9所示，采用由NdFeB和鐵氧體組成的組合磁極，電機采用轉子鐵心添加交軸磁障的方法，緩解了并聯型結構低矯頑力永磁體不易被充磁的問題.研究表明該結構添加磁障后具有更好的正向磁化特性，降低了鐵氧體磁極在電機負載運行時的退磁風險；但是磁障會削弱鐵氧體磁極對NdFeB的短路作用，影響電機的調磁能力.

圖7 W和V型結構的并聯型可調磁通電機結構[9-10]

圖8 切向充磁串聯型可調磁通電機結構[11]

圖9 具有隔磁磁障的并聯型可調磁通電機[12]

凸極式可調磁通電機的MTPA(maximum torque per ampere)曲線在第二象限，在重載情況下負的直軸電流和較大的交軸電流會對低矯頑力永磁體去磁，從而降低電機的轉矩輸出能力.反凸極式可調磁通電機由于其MTPA曲線位于第一象限，在重載情況下直軸增磁電流對低矯頑力永磁體工作點有增強作用，可以有效地防止低矯頑力永磁體被交軸電樞反應去磁.R.D.Lorenz等[13]提出了一種反凸極式可調磁通電機，其結構如圖10所示.通過對串聯型和并聯型兩種結構的研究，發現串聯結構具有更高的轉矩密度，但是低矯頑力永磁體不易被去磁；并聯結構磁狀態的可調節范圍更寬，但是低矯頑力永磁體不易被充磁.但是為了提高電機的反凸極率，在電機設計時將交軸電感設計的很小，因此反凸極式可調磁通電機的磁阻轉矩較小.

圖10 反凸極式可調磁通電機結構[13]

東南大學林鶴云等[14-15]提出了多種串并聯混合可調磁通電機，一種代表性結構如圖11所示.采用磁路法和有限元仿真優化了電機的電磁性能，實驗結果證明電機有較好的調磁性能，較寬的調磁范圍和較高的轉矩輸出能力.

圖11 串并聯混合型可調磁通電機結構[14-15]

哈爾濱工業大學鄭萍等[16]提出了一種具有半串聯結構的可調磁通電機，該結構在飽和充磁情況下NdFeB和AlNiCo的磁路為串聯模式，非飽和充磁情況下NdFeB和AlNiCo的磁路為串并聯混合模式，這種串聯為主并聯為輔的可調磁通電機被稱為半串聯結構，如圖12(a)所示.對比分析了半串聯、串聯和并聯結構，發現所提出結構具有綜合了串聯結構高功率密度和并聯結構寬調磁范圍的優點，實驗結果與理論分析及仿真結果具有較好的一致性，證明了設計方案的正確性；提出了一種磁路分割式V型交流調磁可調磁通電機，如圖12(b)所示，該結構相比傳統內置V型可調磁通電機空載反電勢和氣隙磁密的正弦性更好，轉矩脈動較低，負載調磁倍數更高，且需要的充磁脈沖電流更小，針對該結構提出了一種高精度的等效磁路模型，對于不同的電機參數，所提出模型的氣隙磁密計算誤差均小于6%，永磁體的相對工作點誤差均小于5%[17-18]；提出了一種具有反凸極特性的串聯磁路可調磁通電機，如圖12(c)所示，該電機由于具有旁路磁通流通路徑，電機在去磁后釹鐵硼產生的多余磁通在鐵心中被旁路磁通路徑短路，其調磁范圍可以達到傳統并聯結構的程度[19]；提出了一種串并聯結構的可調磁通電機，其結構如圖12(d)所示，該電機在V型串并聯磁路型磁極結構的基礎上，增加了一層AlNiCo與NdFeB串聯排布的U型永磁體，用以提高電機的功率密度并穩定AlNiCo的工作點，電機具有較寬的調磁范圍和較強的充去磁能力.

圖12 混合永磁交流調磁可調磁通電機結構[16-19]

1.3 直流調磁型可調磁通電機

香港大學鄒國棠等[20-21]首次將記憶電機的理念引入了定子永磁型電機中，提出了雙凸極可調磁通電機，如圖13所示.該電機定子采用雙層結構，分別放置電樞繞組和調磁繞組，電樞繞組放置于定子磁極外側，從而避免了電樞反應對永磁體的影響，另外單獨設置的調磁繞組可以保證電機在線調磁時的負載能力，研究了電機在不同磁化狀態下的電磁性能和運行性能，并給出了詳細的電機設計準則.

Z.Q.Zhu等[22]提出了一種磁通切換可調磁通電機，其結構如圖14(a)所示，定子磁極由切向充磁的NdFeB和徑向充磁的低矯頑力永磁體組成，直流調磁繞組位于定子低矯頑力永磁體兩側，綜合考慮電磁轉矩、過載能力和調磁性能，給出了電機的最佳極槽配合關系.江蘇大學朱孝勇等[23]提出一種定子分塊的磁通切換可調磁通電機，其結構如圖14(b)所示，電樞繞組位于外定子上，永磁體和直流調磁繞組置于內定子上，轉子位于兩個定子之間.研究表明，該電機中AlNiCo的加入提高了電機工作特性，并且降低了電機永磁體成本；但是電機定子結構更加復雜，且電磁轉矩有所下降.

圖13 雙凸極可調磁通電機結構[20-21]

圖14 磁通切換可調磁通電機結構[22-23]

林鶴云等[24]提出了一種可調磁通游標電機，其結構如圖15所示，NdFeB置于外轉子上，低矯頑力永磁體及直流調磁繞組置于定子上，由于電機定、轉子極數不同且具有獨立的調磁繞組，其既具有磁場調制效應，又有較寬的調速范圍.通過建立非線性解析磁滯模型，對電機的電磁性能進行了分析，結果表明當定、轉子的極數比為12/11時，電機具有較高的轉矩密度，且此時轉矩波動最低.

圖15 可調磁通游標電機結構[24]

K.Sakai等[25]提出了一種徑-軸向磁路可調磁通電機，其結構如圖16所示，AlNiCo和NdFeB磁在轉子上，軸向充磁的AlNiCo放置于軸向分段轉子之間，正反面的NdFeB永磁體極性相反，AlNiCo磁極的磁狀態可通過置于定子上的直流調磁繞組施加軸向磁場改變，從而調節電機氣隙主磁通.該可調磁通電機具有軸向磁路，但電機結構相對復雜，制造困難；調磁繞組所在磁路較長，磁阻較大，增加了驅動器容量.

圖16 徑-軸向磁路可調磁通電機結構[25]

美國威斯康星大學麥迪遜分校T. A. Lipo等[26]提出了一種軸向磁通可調磁通電機，其結構如圖17所示，定子由外定子、直流調磁繞組和內定子構成三明治結構，電樞繞組位于內外定子上，轉子呈分為內外圈的盤式結構，每一圈由磁化方向相同的NdFeB和鐵極交替排列構成，內外圈上NdFeB磁性相反，可通過改變直流調磁繞組產生的磁場方向調節氣隙磁密大小.

圖17 軸向磁通可調磁通電機結構[26]

瓦萊奧設備公司A.D.Akemakou和美國威斯康星大學麥迪遜分校T.A.Lipo[27-28]先后提出了如圖18所示的混合勵磁可調磁通電機，其中圖18(a)中勵磁繞組和永磁體為并聯關系，圖18(b)中的勵磁繞組和永磁體為串聯關系，通過改變直流勵磁繞組中的電流方向就可以調節電機氣隙磁密大小.這種轉子上添加勵磁繞組的電機具有較寬的調磁范圍，且控制簡單容易實現，但是需要額外的電刷、滑環機構.

1.4 機械調磁型可調磁通電機

哈爾濱工業大學寇寶泉等[29]提出了一種機械調磁型可調磁通電機，其轉子結構如圖19所示，置于空氣開槽兩側的永磁體具有相同的極性，因此二者之間存在斥力，當電機轉速逐漸升高時，未被固定的永磁體會在離心力的作用下逐漸靠近氣隙，使得主磁極漏磁路的磁阻降低，漏磁磁通增加，而經過氣隙的磁通減少，達到電機高速運行時降低氣隙磁密的目的.

圖18 勵磁繞組位于轉子上的可調磁通電機結構[27-28]

圖19 機械調磁型可調磁通電機結構[29]

日本日立有限公司G.Zhou等[30]提出了一種軸向分段式機械調磁型可調磁通電機，如圖20所示.該電機通過機械裝置調整兩個轉子的相對位置來調節氣隙磁密大小.當電機低速運行時，兩個轉子極性相同的永磁體在軸向上對齊，二者對氣隙貢獻的磁通方向相同；當電機高速運行時，兩個轉子軸向對齊的磁極極性相反，二者對氣隙貢獻的磁通方向相反，相互抵消，氣隙磁密很小，因此該電機具有較大的調速范圍.

圖20 軸向分段機械調磁型可調磁通電機[30]

1.5 可調磁通電機拓撲總結

機械調磁型可調磁通電機結構復雜且實現困難，目前研究的較少；直流調磁型可調磁通電機結構相對復雜，但是控制簡單；交流調磁型可調磁通電機結構形式與常規永磁同步電機最接近，在電機設計與優化時可以直接借鑒永磁同步電機成熟的方法理論.但是也存在一些問題，較典型的問題有：永磁體磁狀態變化后難以在線估計；難以實現準確高效的在線調磁；逆變器電壓限制使得電機在調速時遇到困難；去磁后電機轉矩波動較為明顯；以全速域高效率為目標的調速策略實現困難.

2 可調磁通電機控制策略

2.1 磁鏈觀測器

磁鏈觀測器是一種通過搭建數學模型，由已知的電機參數計算電機定子或轉子磁鏈大小的方法，磁鏈觀測器由來已久，但多用于感應電機的無位置控制系統.由于可調磁通電機在復雜工況下運行時，其永磁磁鏈隨著電機運行狀態的變化而變化，且電機控制策略需要結合準確的電機模型，因此需要研究電機關鍵參數的在線辨識方法，尤其是磁鏈觀測技術.

R.D.Lorenz等[31]提出了一種基于干擾電壓狀態濾波器的狀態觀測器對電機定子磁鏈進行觀測，該磁鏈觀測器可以將電機電感和永磁磁鏈變化產生的定子磁鏈觀測誤差解耦，使電機定子磁鏈的觀測過程對電機鐵心飽和引起的電感變化和溫升導致的永磁磁鏈變化等電機參數變化不敏感，具有較高的準確度.利用所提出的磁鏈觀測器，結合電機的轉矩指令，給出電流指令，可以實現電機在負載情況下的在線調磁.實驗結果如圖21所示，該方法在電機負載運行情況下可實現在線調磁過程中的平滑轉矩控制.

圖21 負載情況下電機在線調磁時的轉矩和電流波形[31]

Fig.21 Torque and current waveforms of on-line flux-adjustment during on-load operation[31]

R.D.Lorenz等[32]以文獻[13]中的電機為研究對象，提出了一種基于結構化神經網絡的磁狀態觀測方法，觀測系統的結構框圖如圖22所示.學者利用基于電機參數之間真實物理關系的基函數和拓撲選擇方法搭建了相對緊湊的結構化神經網絡，仿真結果證明所提出的磁鏈觀測系統具有較高的觀測精度和響應速度.但是該方法增加了整個控制系統的復雜度，實際實施起來較為困難.

圖22 基于結構化神經網絡的磁狀態觀測系統框圖[32]

Fig.22 Diagram of flux observer system based on structural neural network[32]

鄭萍等[33-34]提出了一種用于判斷可調磁通電機磁化狀態的基于模型參考自適應理論的轉子磁鏈觀測器.所設計的轉子磁鏈觀測器以電流作為系統誤差變量構建誤差方程，其系統結構框圖如圖23所示，依此可以得到狀態變量誤差與轉子磁鏈誤差轉矩之間的傳遞函數關系，從而實現對電機磁鏈的在線觀測.由于該磁鏈觀測器針對電動汽車應用背景，電機的電阻和電感等參數在電機高速運行時會發生變化，因此分析了電機參數擾動對磁鏈觀測器觀測精度的影響規律，分析結果表明電機直軸電感對觀測器精度沒有影響，定子電阻對觀測器精度影響較小，而電機交軸電感在高速運行時易受到干擾,因而對觀測器影響較為明顯，因此在電機控制系統中對交軸電感參數進行了補償，結果表明所提出的磁鏈觀測器具有較強的抗干擾能力和良好的動態特性，具有良好的辨識精度.

圖23 轉子磁鏈觀測器狀態變量誤差系統[33-34]

2.2 可調磁通電機電流與轉矩控制策略

可調磁通電機在負載情況下進行在線調磁一般需要較大的母線電壓，而當母線電壓一定時，隨著電機轉速的升高，能夠產生的調磁電流幅值將會變小，電機的調磁能力降低.R.D.Lorenz等[35]為解決上述問題，提出了一種反向旋轉電流矢量軌跡的電流控制方法.該方法通過施加帶直流偏置的正余弦充、去磁電流，使電機電壓方程中的部分交直軸電抗壓降相互抵消，從而降低調磁過程所需的母線電壓，保證電機在較大的轉速范圍內具有較強的調磁能力.仿真和實驗結果表明，在母線電壓一定的情況下，采用該方法可以保證電機在額定轉速下依然具有飽和充、去磁的能力，大大降低了端電壓對電機調磁能力的限制，但采用該方法調磁時電機的轉矩波動較大.

K. Sakai等[25]提出了一種提高可調磁通電機負載運行可靠性的電流控制方法.該方法通過在電機負載運行時施加持續的直軸增磁電流，來補償交軸電流在低矯頑力永磁體上產生的去磁作用，所施加直軸增磁電流的大小與負載電流大小有關.實驗結果表明，該方法可有效降低低矯頑力永磁體的退磁風險，保證可調磁通電機負載運行時的轉矩輸出能力.但該方法會增加損耗，降低電機的運行效率.K.Sakai等[25]結合徑-軸向磁路可調磁通電機的結構特點提出了一種提高輸出轉矩的方法.該方法在電機正常運行時，將調磁繞組作為勵磁繞組，在調磁繞組中通入正向的直流電流，有效地提高了電機的輸出轉矩.仿真結果如圖24所示，當調磁繞組通入10倍額定電流時，電機輸出轉矩提高了25%.但該方法會導致調磁繞組發熱嚴重，散熱條件較差時會損壞電機.

圖24 徑軸向磁路混合型可調磁通電機的轉矩特性[25]

Fig.24 Torque characteristics of VFM with radial-axial magnetic circuit[25]

曲榮海等[36]針對文獻[11]中的可調磁通電機，提出了一種改進的前饋電流控制策略，用以補償由于充、去磁操作所導致的電壓變化，電機控制系統基于學者所提出的考慮永磁感應電壓和電動勢變化的改進型永磁同步電機數學模型搭建，仿真和實驗結果證明，所提出的控制系統具有響應迅速、精度高等優點.另外，該前饋電流控制系統在不同的工作模式下不需要修改系統PI參數，因此降低了PI參數調節的難度.

2.3 可調磁通電機調磁與調速控制策略

林鶴云等[37]提出了一種分級恒轉矩的調磁與調速驅動控制策略.其調速系統框圖如圖25所示，除傳統PI調節轉速環外，還設置了轉速判斷模塊和電流分配模塊，由轉速判斷模塊判斷是否需要調磁，并由電流分配模塊產生所需的調磁電流脈沖和交軸電流.并對電機升速過程中輸出轉矩、反電動勢和交、直軸電流特性進行了仿真測試，結果表明該調速系統保證了電機在低速區的穩態和動態性能，以及在高速區的去磁升速控制.之后，林鶴云等[38]提出了一種分步調磁控制策略以拓寬電機的調速范圍，通過對電機不同磁化狀態下電機工作點運行區域進行分析，選取了電機的幾種典型磁化狀態，在相應的轉換速度點通以脈沖電流對電機進行去磁，該方法解決了頻繁對永磁充、去磁控制困難以及開關損耗大等問題.

圖25 分級恒轉矩調磁調速系統框圖[37]

Fig.25 Diagram of hierarchical constant-torque speed and flux adjustment system[37]

加拿大康考迪亞大學P.Pillay等[39]提出了一種磁通增強型可調磁通電機的矢量控制方法，該控制系統由交軸電流限幅模塊、直軸電流限幅模塊、弱磁模塊和調磁觸發模塊構成，其中交軸和直軸電流限幅模塊給出電機當前狀態下的最大電流幅值，弱磁模塊用于控制電機施加充、去磁電流，調磁觸發模塊用于判斷電機何時進行調磁.研究表明所提出的控制系統能夠在電機升速過程中施加去磁電流,使電機磁鏈下降，實現調磁功能.

江蘇大學朱孝勇等[40]針對雙凸極可調磁通電機常見的單相斷路故障，提出了電樞磁場重構容錯控制策略，仿真和實驗結果表明該方法提高了電機的容錯運行能力.若電機發生單相斷路故障后采用增磁無刷直流電機容錯控制，即在非故障相通入幅值不變、相位上偏移一定角度的方波電流，并通過施加持續穩定的直流磁化電流，可使得輸出轉矩幾乎不發生變化.

東南大學林明耀等[41]提出了一種磁通切換可調磁通電機的分段調磁控制，其系統框圖如圖26所示，學者推導了電機的數學模型，并基于電機磁狀態可調的特性，提出了在低速區飽和磁化運行，在高速區采用分段調磁的電機控制策略.仿真與實驗結果表明，電機在低速區飽和增磁運行，加速了電機的起動過程，在相同負載轉矩下，減小了定子電流，降低銅耗，進而提高系統效率；高速區采用通過施加調磁脈沖來直接改變電機磁化狀態的分段調磁控制策略，根據電機不同的轉速對磁鏈進行分段調節，優化了電機永磁磁鏈的控制過程.

圖26 分段弱磁控制系統框圖[41]

可調磁通電機在復雜工況下運行時，需根據工況頻繁改變電機的磁化狀態，使電機穩態運行時的損耗最小，但頻繁施加調磁電流，會產生較大的調磁損耗，可能會導致電機的總損耗增加.R.D.Lorenz等[42]為解決上述問題，結合電動汽車的典型工況提出了一種磁化狀態選擇控制器，其結構如圖27所示.該控制器的輸入為各個工況下的理想磁化狀態，經過PI補償、比較、采樣保持等環節后輸出實際的磁化狀態，作為電機的調磁指令.實驗結果表明采用該控制策略后，電機在整個運行周期內的總損耗降低，效率提高.

圖27 磁化狀態選擇控制器[42]

日本東芝公司S.Maekawa等[6]提出了一種適合于分數槽集中繞組可調磁通電機的控制方法，控制系統如圖28所示.由于分數槽集中繞組電機電樞磁場的非工作次諧波磁動勢含量較大，電機在工作至某個電角度時施加直軸電流后的充、去磁效果最好，所以該類電機在調磁時需要在特定的電角度施加調磁電流，而當電機轉速較高時，電機工作在特定電角度的時間很短，需要快速地施加調磁電流.S.Maekawa等在調磁過程中采用了前饋電壓控制的策略，利用電機的數學模型將直軸電流指令轉換成直軸電壓指令，直接用于控制電機.實驗結果表明該方法能在電機工作于特定電角度時迅速施加充、去磁電流，實現在線調磁，適用于采用分數槽集中繞組的可調磁通電機.

圖28 分數槽集中繞組可調磁通電機的控制系統框圖[6]

Fig.28 Control system diagram of VFMs with fractional-slot concentrated winding[6]

2.4 可調磁通電機控制策略總結

相較于傳統永磁同步電機，可調磁通電機的永磁磁鏈可變，具有更多的控制自由度，但這也增加了該類電機的控制難度.可調磁通永磁同步電機的調磁與驅動控制策略可以分為以下3個部分：1)在每個磁化狀態下的電流、轉速控制；2)磁化狀態的選擇策略；3)調磁過程中的電流、轉矩控制.

可調磁通電機的控制策略值得研究的熱點問題包括：1)電機在復雜工況下運行時，需根據工況頻繁改變電機的磁化狀態，使電機穩態運行時的損耗最小，而頻繁施加調磁電流，會產生較大的調磁損耗，可能會導致電機的總損耗增加，需要結合工況研究合理的磁化狀態選擇策略；2)在調磁過程中，需要研究如何保證電機在一定的母線電壓限制下仍具有較強的調磁能力和較寬的調磁范圍；3)需要研究具有高動態響應的電流控制策略以完成充、去磁操作，同時由于調磁過程中電流突變，且永磁磁鏈發生變化，會使電機在調磁過程中產生較大的轉矩波動，需要研究相應的轉矩控制策略.

3 結論與展望

1)可調磁通電機因其能夠調節氣隙磁密的特性，而具有更寬的調速范圍和更高的運行效率，適用于電動汽車和數控機床等寬調速范圍的應用領域.根據調磁方式的不同，可調磁通電機發展出了交流調磁型、直流調磁型和機械調磁型等多種拓撲結構.

2)以探索新型結構、提高調磁能力和提升轉矩輸出能力等為目標，在新型可調磁通電機研發方面取得以下進展：通過調整永磁體的位置和組合形式、在主磁路中添加磁障以及改進調磁繞組設置方式等手段提出了多種可調磁通電機拓撲結構，總結了電機關鍵參數對電機性能的影響規律，并給出了不同可調磁通電機的設計準則.

3)針對可調磁通電機調磁控制時存在的問題，在可調磁通電機控制策略方面取得以下進展：提出了針對電機磁鏈等關鍵參數的在線辨識策略；提出了提高調速范圍，降低轉矩波動的新型電流及轉矩控制策略；提出了能夠降低調磁損耗、提高電機運行效率并提升系統穩定性的調磁及調速控制策略.

4)隨著更多新型拓撲結構的提出，以及電機優化設計方法、加工制造工藝、控制理論和電力電子器件的不斷發展，可調磁通電機在本體設計和控制上存在的問題將逐步被解決，可調磁通電機也有望在更多的領域得到應用與推廣.