基于載波抑制單邊帶調制的微波光子本振倍頻上轉換方法*

許家豪 王云新2) 王大勇2)? 周濤 楊鋒 鐘欣 張弘骉 楊登才2)

1)(北京工業大學應用數理學院,北京 100124)

2)(北京市精密測控技術與儀器工程技術研究中心,北京 100124)

3)(電子信息控制重點實驗室,成都 610036)

1 引 言

隨著信息速率的不斷提升,低頻段頻譜資源日益緊張,高頻率和大帶寬成為雷達、通信等領域的發展趨勢.微波通信具有無線傳輸、方向性好、靈活性大等優勢,然而其帶寬較小、損耗大、易于受電磁干擾,無法很好的適應當代寬帶通信系統.而微波光子技術是微波通信和光纖通信技術的融合,充分利用了光纖通信的帶寬大、損耗小、抗電磁干擾能力強等優勢,在光域上對微波信號進行操控處理,已經被廣泛應用在光載無線通信(radio over fiber,RoF)、光控相控陣雷達等領域[1?4].

頻率上轉換作為發射機的重要功能模塊,通常將一個低頻的中頻信號(intermediate frequency,IF)與一個高頻的本振信號(local oscillator,LO)進行混頻來實現頻率上轉換.受電子器件的限制,傳統的微波混頻器具有帶寬窄,頻率低以及雜散高等缺陷.為了解決上述問題,人們提出了多種微波光子混頻器[5?12].1993年,Gopalakrishnan等[5]首次提出基于兩個馬赫-曾德爾調制器(Mach-Zehnder modulator,MZM)級聯的微波光子混頻器.Chan等[6]利用級聯的雙平行馬赫-曾德爾調制器(dual-parallel Mach-Zehnder modulator,DPMZM)與MZM級聯實現了大無雜散動態范圍的微波光子混頻.Zhang等[7]利用雙驅雙平行馬赫-曾德爾調制器(dual-drive dual-parallel Mach-Zehnder modulator,DD-DPMZM)與微波90°電橋實現了高轉換效率的微波上變頻.然而這些方法均只用到了LO與IF信號的 ± 1階邊帶,因此其產生的上轉換信號頻率僅為wLO+wIF.在這種情況下,要想產生更高頻率的上轉換信號,只能提高LO信號的頻率.而輸入LO信號的最高頻率又會受到調制器帶寬的限制,這就導致輸出上轉換信號的最高頻率也會受限于調制器的帶寬(~40 GHz)[13].

為了降低高頻上轉換對LO信號的頻率需求,并突破調制器的頻率響應限制,人們提出了基于LO倍頻的微波光子上轉換技術.在調制中保留LO信號的高階邊帶,或者利用多個級聯調制器的二次調制,使LO高階邊帶參與后續拍頻,從而利用低頻LO實現高頻上轉換.Gao等[14]利用DPMZM實現了基于LO倍頻的微波光子混頻器.該方法通過控制調制器電壓實現2階LO信號的載波抑制雙邊帶(carrier-suppressed double-sideband,CSDSB)調制,在這一調制模式下進行拍頻,獲得的混頻信號不可避免會包含2wLO,2wRF等雜散信號.Yin等[15]提出了基于MZM與DPMZM級聯的LO倍頻上轉換方法,加載LO信號的MZM輸出± 1階邊帶,在此基礎上將MZM輸出的LO信號作為載波加載到DPMZM上進行二次調制,最終實現LO倍頻上轉換.然而由于在二次調制過程中采用了雙邊帶調制(double sideband,DSB),得到的上轉換信號仍然存在很多雜散信號.Chi和Yao[16]利用三個MZM級聯實現了本振四倍頻上轉換.通過前兩個MZM產生LO信號的 ± 2階邊帶,將輸出的LO信號作為載波進入第三個MZM,實現LO四倍頻的上轉換.由于同樣采用DSB調制,導致雜散信號嚴重,實驗結果表明該系統的雜散信號功率甚至大于了上轉換信號功率.可見,當前的本振倍頻上轉換方法大多采用CS-DSB或者DSB調制,會產生較多的雜散信號,降低了上轉換信號的頻譜純凈度.

為了消除雜散對上轉換信號的影響,可在倍頻變頻過程中引入載波抑制單邊帶(carrier suppression single-sideband,CS-SSB)調制.目前載波抑制單邊帶調制主要有兩種實現方式: 一種方式是用光學帶通濾波器直接對光信號進行濾波[17,18];另一種是結合使用DPMZM和微波90°電橋,使DPMZM工作在載波抑制單邊帶調制模式下,獲得單邊帶調制信號[19,20].近期,Zhang等利用雙偏振態雙平行馬赫-曾德爾調制器(dual-polarization dual-parallel Mach Zehnder modulator,DPDPMZM)實現了基于本振倍頻的微波光子下變頻和移相的功能集成[21].

本文提出了一種基于載波抑制單邊帶調制的微波光子本振倍頻上轉換方法.將本振信號加載在MZM上,通過調節電壓使其工作在載波抑制雙邊帶調制,將一個大帶寬(0.4 nm)的光纖光柵(fiber Bragg grating,FBG)置于MZM與DPMZM之間,利用光纖光柵將MZM輸出的+1階LO邊帶反射,同時將–1階LO邊帶透射,將透射的–1階LO單邊帶作為載波輸入DPMZM進行二次調制,然后將IF信號通過90°電橋加載到DPMZM上,調節電壓使其工作在載波抑制單邊帶調制.最后將經過二次調制的IF單邊帶信號與FBG反射的+1階LO單邊帶合路進入探測器拍頻,得到頻率為2wLO+wIF的上變頻信號.在對理論推導和分析的基礎上搭建了實驗鏈路,通過光譜儀與頻譜儀對鏈路的光邊帶抑制比和頻譜雜散抑制比進行了測試,實驗結果表明鏈路可產生純凈的本振倍頻上轉換信號.該微波光子上變頻方法可有效降低系統對本振信號的頻率需求,并且由于采用了單邊帶調制模式,產生的上變頻信號純凈度較高,為光載無線通信、光控相控陣雷達等系統中的高頻發射提供了有效途徑.

2 原 理

基于本振倍頻的微波光子上轉換鏈路如圖1所示,系統主要由激光器、MZM、環形器(optical circulator,OC)、光纖光柵、DPMZM、微波90°電橋、摻鉺光纖放大器(erbium doped fiber amplifier,EDFA)和光電探測器(photodetector,PD)組成.圖2為系統中不同位置處的光譜或頻譜示意圖.

設激光器輸出的連續光載波為

圖1 微波光子本振倍頻上變頻系統結構圖Fig.1.Schematic diagram of proposed frequency-doubling microwave photonic up-converter.

圖2 系統中相應位置的光譜和頻譜圖Fig.2.Corresponding optical and electrical spectrums at different locations in Fig.1.

式中E0和w0分別為光載波的幅度和角頻率.設加載到MZM與DPMZM上的本振與中頻信號分別為

式中,VLO和wLO分別為本振信號的幅度和角頻率;VIF和wIF分別為中頻信號的幅度和角頻率.光載波入射被本振信號所調制的MZM后,MZM的輸出光場為

式中,LMZM為MZM的插入損耗,mLO=πVLO/Vπ1為LO信號的調制深度,Vπ1為MZM調制器的半波電壓;θ1=πVDC1/Vπ1為MZM的直流偏置電壓所引起的光相移,VDC1為MZM所加載的直流偏置電壓.調節MZM上的偏置電壓使其工作在最小工作點,即使θ1=π ,此時MZM的輸出光場為

根據雅可比-安格爾恒等式對(5)式進行展開,可得

式中,Jn(mLO)為LO信號的n階第一類貝塞爾函數,并且在計算中忽略了三階邊帶及以上高階邊帶.因此MZM的輸出光譜如圖2中的(s1)所示,僅留下來了LO信號的 ± 1階邊帶.MZM的輸出光進入光環行器和光纖光柵,通過光纖光柵的波長選擇性將LO信號的 ± 1階邊帶分離.透射的–1階LO單邊帶作為光載波進入DPMZM中進行二次調制,同時將反射的+1階LO單邊帶通過光環行器收集.光纖光柵的透射光和反射光的光譜如圖2中的(s2)和(s3)所示.將需要進行上轉換的IF信號輸入微波90°電橋,輸出兩路強度相等、相位相差90°的IF信號,并分別將這兩個信號加載到DPMZM的上下兩個子MZM上.此時DPMZM的輸出光場可表示為

式中LFBG與LDPMZM分別代表光纖光柵與DPMZM的插入損耗;mIF=πVIF/Vπ2為IF信號的調制深度,Vπ2為DPMZM調制器的半波電壓;θi=πVDCi/Vπ2(i=2,3,4)為DPMZM的直流偏置電壓VDC2,VDC3,VDC4所引起的光相移.為了實現對–1階IF信號的載波抑制單邊帶調制,令DPMZM中的兩個子MZM工作在最小傳輸點,即φ2=φ3=π ,主MZM工作在正交偏置點,即φ4=?π/2[22].此時的DPMZM的輸出光場為

根據雅可比-安格爾恒等式對(8)式進行展開,可得

接下來將DPMZM的輸出光和經過光纖光柵的反射光合路,此時的光譜圖如圖2中的(s4)所示,光譜中僅留下了經過二次調制的–1階IF信號以及+1階的LO信號,合路后的光譜可表示為

最后將合路得到的光信號進入光電探測器,進行光電轉換.得到的上轉換信號為

式中?為光電探測器的響應度.從(11)式中可以看出,該鏈路可以得到頻率為2wLO+wIF的上轉換信號,且信號較為純凈.

綜上所述,通過光纖光柵將 ± 1階LO信號分離,并利用微波90°電橋和DPMZM實現IF信號的載波抑制單邊帶調制,最終通過拍頻得到了2wLO+wIF的上轉換信號.從理論上證明了該方法可以有效降低發射端對本振信號的頻率需求,并可提高上轉換信號的頻譜純凈度.

3 實驗結果與分析

根據圖1的系統結構搭建了微波光子頻率上轉換實驗鏈路,如圖3所示.實驗中,使用分布反饋式激光器輸出中心波長為1550.31 nm,功率為16.3 dBm的連續光作為載波.激光器的輸出光入射到MZM(Sumitomo,T.SBZH1.5-20PD)中,其半波電壓與3 dB帶寬分別為5 V和20 GHz.將MZM上的偏置電壓調節至2.22 V,使MZM工作在載波抑制雙邊帶調制狀態,輸出 ± 1階本振邊帶.接下來將MZM的輸出信號輸入環形器和光纖光柵,該光纖光柵的帶寬為0.4 nm,中心波長為1550.2 nm,從而將 ± 1階本振信號分離.由于光纖光柵的帶寬達到了0.4 nm(> 40 GHz),與實驗中的調制器相比,系統帶寬基本不會受到光纖光柵的影響.接下來把透射的–1階本振信號作為光載波輸入DPMZM(Fujitsu,FTM7962EP)中,DPMZM的半波電壓和3 dB帶寬分別為4.2 V和22 GHz,將中頻信號通過微波90°電橋(Marki Microwave QH-0226)分別加載在DPMZM的上下兩臂,通過將VDC2,VDC3和VDC4分別調節到4.46 V,8.76 V和6.55 V,以實現對–1階IF信號的載波抑制單邊帶調制.為了補償MZM和FBG的插入損耗,在進入DPMZM前加入恒定輸出12 dBm的EDFA放大器,并且在合路后的光路中又加入了一個恒定輸出5 dBm的EDFA對輸出的光信號進行補償.最后,將合路的光信號輸入光電探測器(FINISAR,XPDV2120R)進行光電轉換,得到本振倍頻的上轉換信號,探測器的響應度和帶寬分別為0.65 A/W和40 GHz.

圖3 實驗搭建的系統鏈路圖Fig.3.Experimental setup of the proposed frequency-doubling microwave photonic up-converter.

為了分析該鏈路的載波抑制單邊帶調制性能,利用光譜儀(Yokogawa,AQ6370C)對設計鏈路中的各點光譜進行檢測.實驗中,本振信號的頻率和強度分別設置為14 GHz和18 dBm,中頻信號的頻率和強度設置為8 GHz和14 dBm時,系統中各點的輸出光譜如圖4所示.MZM輸出的載波抑制雙邊帶調制信號如圖4(a)所示,載波抑制比達到了28.6 dB.輸出的光信號經過光環行器和光纖光柵的透射譜和反射譜分別如圖4(b)和圖4(c)所示,光纖光柵的透射響應譜和反射響應譜通過寬譜光源測得.可以看出,經過光環行器和光纖光柵后,可以將–1階和+1階的LO邊帶比較好地分離開,為后面得到純凈的上變頻信號提供了單邊帶LO信號.將IF信號通過微波90°電橋輸入DPMZM后,輸出光譜如圖4(d)所示,可見經過二次調制的–1階中頻信號與其他雜散信號的抑制比達到了25.1 dB,實現了中頻信號的載波抑制單邊帶調制.圖4(e)為DPMZM輸出和光纖光柵反射的+1階LO單邊帶的合路光譜,其雜散信號抑制比達到了22.5 dB.從上述光譜圖可見,提出的微波光子鏈路能夠很好地實現IF和LO信號的載波抑制單邊帶調制,與其他無用雜散信號的抑制比均達到了20 dB以上.

在上述實驗條件不變的情況下,使用頻譜儀(R & S,FSV-40)對經過光電探測器的上轉換信號進行探測和分析,實驗結果如圖5所示.上轉換信號的頻率和強度分別為36 GHz和–26.1 dBm.由于對LO與IF信號都采用了載波抑制單邊帶調制,頻譜中的本振倍頻上轉換信號與其他雜散信號的抑制比達到了23.6 dB.

接下來對頻譜上轉換系統的轉換效率進行了測試.當LO信號固定為14 GHz,IF信號的頻率變化范圍為2~12 GHz、頻率間隔為1 GHz時,對應的上轉換信號為30~40 GHz,其轉換效率如圖6(a)所示.在10 GHz的變化范圍內,系統的轉換效率為(–29.4 ± 0.8)dB.當IF信號固定為8 GHz,LO信號的頻率變化范圍為6~16 GHz、頻率間隔為1 GHz時,對應的上轉換信號為20~40 GHz,其轉換效率如圖6(b)所示.可見在10 GHz的變化范圍內,系統的轉換效率為(–29.1 ± 0.9)dB.從圖6可知,當LO與IF信號變化時,系統的轉換效率無顯著變化,其波動均小于1 dB,該功率波動主要是由調制器,微波90°電橋以及電纜線等在不同頻率下的響應不同引起的.

圖4 實驗鏈路中的各點光譜圖(a)MZM的輸出光譜;(b)FBG的透射光譜;(c)FBG的反射光譜;(d)DPMZM的輸出光譜;(e)DPMZM與FBG的反射譜合路后的光譜Fig.4.Measured optical spectrums of the proposed up-conversion link.The spectrums of(a)output of MZM;(b)transmission through FBG;(c)reflection by FBG;(d)output of DPMZM(e)combined signal from DPMZM and FBG.

為了進一步研究設計系統發出的本振倍頻上變頻信號的信號質量,對系統發射信號的誤差矢量幅度(error vector magnitude,EVM)進行了測量.實驗中,本振信號的頻率和強度分別設置為15 GHz和18 dBm,利用矢量信號發生器(R & S,SMW200A)產生中心頻率為3 GHz,速率為1 MSym/s的矢量信號.為了探究系統在傳輸相位調制和幅度調制信號時的傳輸效率,分別對調制模式為正交相移鍵控(quadrature phase shift keying,QPSK)和正交振幅調制(quadrature amplitude modulation,QAM)的信號進行了測試,其結果如圖7所示.可見當調制模式為QPSK時,系統的EVM為2.93%,當調制模式為16 QAM時,EVM為3.36%.實驗結果表明,當不同調制模式的矢量信號經過該系統傳輸后,得到的上轉換信號星座圖清晰,誤差矢量幅度較小.

圖5 實驗鏈路得到的上轉換頻譜圖Fig.5.The electrical spectrum of the proposed microwave frequency up-converter.

最后,對系統的無雜散動態范圍(spuriousfree dynamic range,SFDR)進行了測量.輸入頻率分別為8 GHz和8.1 GHz的雙音IF信號,LO信號的頻率和強度分別為14 GHz和18 dBm.此時對應的上轉換基頻信號為36 GHz和36.1 GHz,對應的三階交調信號為35.9 GHz和36.2 GHz.逐漸提升雙音IF信號的功率,同時通過頻譜儀分別測得基頻信號和三階交調信號的強度,對實驗結果進行計算得到其無雜散動態范圍,結果如圖8所示.系統的本底噪聲由頻譜儀測得為–147.1 dBm/Hz,系統的SFDR達到了96.1 dB·Hz2/3.由于目前的民用通信系統對于SFDR的需求多為80~90 dB·Hz2/3,所設計的上轉換鏈路可以滿足大多數民用通信變頻系統的需求[23?25].

圖6 系統轉換效率(a)LO頻率固定,IF頻率變化;(b)IF頻率固定,LO頻率變化Fig.6.Measured conversion efficiency when(a)LO is fixed and IF changes and(b)IF is fixed and LO changes.

圖7 測得系統的誤差矢量幅度Fig.7.Measured EVM of the generated up-conversion signal.

圖8 系統的無雜散動態范圍Fig.8.SFDR of the proposed microwave photonic up-converter.

4 結 論

本文提出了一種基于載波抑制單邊帶調制的本振倍頻上轉換方法,通過理論推導和實驗分析驗證了該方法的有效性,并對鏈路進行了性能測試.通過MZM與光纖光柵的串聯將 ± 1階LO邊帶分離,實現LO信號的載波抑制單邊帶調制,并將–1階LO邊帶作為載波進入DPMZM中進行二次調制,再通過微波90°電橋和DPMZM實現對IF信號的載波抑制單邊帶調制,最終合路探測得到本振倍頻上轉換信號.實驗結果表明系統的輸出光譜較為純凈,光譜的雜散抑制比達到了22.5 dB,有效提高了頻率上轉換射頻信號的頻譜純凈度,頻譜的雜散抑制比達到了23.6 dB.系統性能測試表明在IF與LO信號變化10 GHz范圍內,系統的轉換效率較為平坦,波動小于1 dB,系統的無雜散動態范圍達到了96.1 dB·Hz2/3.提出的頻率上轉換方法有兩個特點: 一是該方法可以產生本振倍頻的上轉換信號,可有效降低發射端對本振信號的頻率需求; 二是采用光纖光柵和DPMZM分別實現了對LO信號和IF信號的載波抑制單邊帶調制,得到的上轉換信號較為純凈,大幅優化了信號質量.該方法為采用低頻本振信號實現高頻率高純凈度的頻率上轉換提供了有效途徑,可用于光載無線通信、光控相控陣雷達等系統中的高頻發射.