基于IPD 工藝的小型化無反射帶通濾波器設計

劉 贛,邢孟江,李小珍,李 楠,楊曉東

(1.昆明理工大學信息工程與自動化學院,云南昆明 650500;2.昆明學院信息技術學院,云南昆明 650500)

隨著通信技術的不斷發展,對于無源器件的性能要求不斷提高,高性能、低成本、小型化成為無源器件設計的重點。濾波器作為無源器件中的一個重要組件,是射頻電路中不可或缺的一部分[1]。傳統濾波器設計電路,是通過阻帶把不希望通過的信號反射回信號源,這將對系統的通信性能造成巨大的影響。在傳統濾波器的研究基礎上,如何實現濾波器阻帶信號無反射正逐漸成為一個學術研究熱點[2-11]。

無反射濾波器也稱為吸收式濾波器,它區別于傳統濾波器最大的特點是它將阻帶信號吸收掉而不是反射回信號源,可以極大地提高電路的線性度。在國外,無反射濾波器的研究已經展開[2-6]。2010年,Morgan和Boyd首次提出了無反射濾波器概念,給出了低通、高通、帶通、帶阻四款無反射濾波器的電路拓撲及設計方法,并且基于印制電路板(PCB)工藝,采用分立元件,設計并加工了4階325 MHz無反射低通濾波器和中心頻率210 MHz、帶寬200 MHz的無反射帶通濾波器,級聯方式為傳統濾波器設計方法中的串聯級聯[2-4]。2016年,韓國的Lee等[5]開始研究一階無反射帶通濾波器,采用集總式表面貼裝器件(SMD),設計并加工了一款中心頻率為95 MHz,BW-3dB≤30 MHz的無反射帶通濾波器。2017年,伊朗科技大學的Amirhosseini和Taskhiri在研究Morgan提出的無反射濾波器基礎上,設計了一種任意奇數階和任意阻帶衰減的無反射低通濾波器的電路原型,并加工了一款三階中心頻率為40 MHz,阻帶衰減As=20 dB的無反射低通濾波器[6]。

隨著國內集成電路的發展,無反射濾波器的理論和設計研究變得非常有意義。同時,很多人開始尋求新的工藝技術來進一步實現濾波器結構的小型化,IPD工藝憑借其體積小、價格低和兼容性高等優點,逐漸成為研究的熱點[7-10]。如表1所示,給出了幾種基材設計濾波器的參數對比。

目前,在國內,有關無反射帶通濾波器的論文還比較少,還處在起步階段,2014年,電子科技大學的秦巍巍等[11]仿真設計了一款通帶中心頻率為3500 MHz,BW-3dB≤479 MHz,IL≤3 dB,VSWR＜2的新型吸收式微帶線帶通濾波器。2017年,電子科技大學的張鈺英、胡詩錦等仿真設計了一款中心頻率為70 MHz、IL≤4dB、BW-3dB≤4.5 MHz及BWab(吸收帶寬)∶BW-3dB≥10的正交相位的吸收式帶通濾波組件,有效地吸收了帶外返回信號[12]。本文首次提出在高電阻硅襯底上利用IPD工藝設計了一種中心頻率為2.3 GHz,中心頻率的插入損耗小于1 dB,插入損耗3 dB處帶寬為1.91 GHz,帶外抑制峰值大于14.47 dB的小型化無反射帶通濾波器,整體尺寸僅為1.6 mm×1.25 mm×0.3 mm。本文提出的基于IPD工藝的無反射帶通濾波器具有高性能、小尺寸、與半導體工藝兼容性高以及超寬帶等特點,并且可加工成貼片形式,便于與其他微波組件集成,適合批量生產。

1 基本理論

1.1 偶模和奇模分析

關于無反射濾波器本文做出的簡化假設之一是結構須是對稱的,以便能在輸入輸出端口實現良好的阻抗匹配。從對稱網絡(圖1(a))開始,想象將電路沿著其對稱平面分開,裸露出占據電路中心節點的導線,如圖1(b)所示?？梢詾檫@個雙端口定義兩種不同類型的激勵,即偶模和奇模[13]。

表1 幾種基材設計濾波器參數對比Tab.1 Comparison of filter parameters for several substrate designs

偶模激勵的特點是將兩個相同的信號同時輸入到兩個端口中,那么任何一個對稱點都有相同的相位。偶模激勵下,很明顯,沒有電流可以流過對稱面的導線(電流通過對稱面的方向是不確定的)。所以,如圖1(c)所示,只畫了一半的網絡,并用開路代替對稱面,這半個電路被稱為偶模等效電路。當用偶模激勵進行刺激時,這個等效電路單端口的反射系數被稱為Гeven。

奇模激勵的特點是將相同的信號同時輸入到兩個端口中,但有180°相位差,因此端口2的信號是端口1信號的負值。在這種情況下,接觸對稱平面的任何節點上都不會產生相對于地的電壓(電壓的極性不能確定)。所以,如圖1(d)所示,再畫一次網絡的一半,并用虛擬的短接地代替對稱面,這半個電路被稱為奇模等效電路。當用奇模激勵進行刺激時,這個等效電路單端口的反射系數被稱為Гodd。

圖1 對稱的雙端口網絡Fig.1 Symmetric dual-port network

因此,雙端口網絡的反射系數將是偶模等效電路的反射系數Гeven和奇模式等效電路的反射系數Гodd的疊加,不難得到

因此,為了使電路無反射,即

必須確保偶模和奇模的反射系數幅度相等而符號相反,實現完美輸入匹配條件。

聯立式(1)(2)(3)不難得出

由式(4)(5)可推導得出,原始雙端口網絡的傳遞函數直接由偶模反射系數決定,歸一化的偶模輸入阻抗等于歸一化的奇模輸入導納,反之亦然。

1.2 對稱性和對偶性

對稱性和對偶性的概念,是本文無反射濾波器拓撲結構的基本原理。一個拓撲網絡的奇模和偶模等效半電路是同時對稱并且對偶的。對偶性的概念要追溯到麥克斯韋方程組中電場和磁場的對稱性,在這種情況下,電路的對偶由電容器交換電感器和并聯元件交換串聯元件等構成[13]。

關于無反射濾波器,為了能在輸入端和輸出端實現良好的阻抗匹配,不妨設計成對稱結構。對稱的結構使拓撲規范化,為對偶性的拓撲電路推導提供了便利,為以后模型的設計簡化埋下了伏筆。對稱性對偶性確保了偶模和奇模電路具有大小相等、方向相反的反射系數。這樣,偶模和奇模的等效半電路足以完整地描述對稱雙端口網絡的性質。

2 無反射帶通濾波器的設計

2.1 無反射低通濾波器的設計

有了前面的一些理論知識的鋪墊,低通濾波器設計過程就順理成章了。首先將偶模等效電路畫成高通濾波器[14],將奇模等效電路畫成偶模式的對偶,如圖2(a)所示。接下來,做如下拓撲變換:

圖2(b),偶模一側:交換最后的電容和串聯的終端電阻的位置;奇模一側:改變第一個電感和終端電阻的接地連接,由絕對接地變為虛擬接地。

圖2(c),偶模一側:在輸入節點和對稱平面之間添加一個電感。相似地,在電阻和對稱平面之間添加一個開路連接線(因為對稱平面是一個開路電路,所以這些元件對電路沒有影響);奇模一側:在對稱平面(虛短)到地之間添加一個電容(因為電容的兩端被短路了,所以電容對電路也沒有影響)。

圖2(d),最終無反射低通濾波器的拓撲結構。

對稱性和對偶性限制了電路元件可能具有的值。例如,圖2(d)中奇模式等效電路中的第一個電感L2必須是偶模式等效電路中第一個電容C1的對偶,則有如下等式[15]

然而,通過對稱,偶模的第一個電容C1又必須等于奇模旁邊的對應電容C2。電容C2又是偶模下的下一個元件(電感器L3)的對偶,以此類推。無論原型階梯網絡的順序如何,最終結果都是一個等式鏈

則得出所有電感L相等,所有電容C相等的結論。式中Z0為特征阻抗,Y0為特征導納,兩者互為倒數關系。圖2(d)中,R1、R2必須相等,并且它們互為對偶,則R1=R2=Z0。

2.2 無反射高通濾波器的設計

既然無反射低通濾波器已經設計出來,那么將它變換成無反射高通濾波器就很簡單了,利用頻率變換可得無反射高通濾波器的電路圖如下

圖3 無反射高通濾波器的拓撲Fig.3 Reflectionless high-pass filter topology

同理,在圖(3)中有圖(2)中相同的理論推導,不難得出電容C5=C6=C7=C8,電感L5=L6=L7=L8, 電阻R3=R4=Z0且L/C=Z20。

2.3 無反射帶通濾波器的設計

為了得到想要的帶通無反射濾波器的電路圖,將無反射低通和高通濾波器進行串聯(增加帶寬)得到如圖4所示的帶通濾波器拓撲,圖中C3=2C1(為了簡化模型),其他結論沒有變化。

圖4 無反射帶通濾波器的拓撲Fig.4 Reflectionless band-pass filter topology

通過Ansoft designer電路仿真軟件可以得到各元件值的初始值為L1=L2=L3=L4=1.840 nH,C1=C2=C3/2=0.744 pF,L5=L6=L7=L8=5.363 nH,C4=C5=C6=C7=2.145 pF,R1=R2=R3=R4=50 Ω。并仿真了無反射帶通濾波器的電路圖,得到仿真結果如圖5所示,回波損耗S11在50 dB處浮動,插入損耗S21如圖所示,電路仿真結果表明該電路結構具有良好無反射帶通濾波器的性能。

3 濾波器的模型及仿真

IPD工藝采用的是薄膜工藝,筆者采用LC集總方式在HFSS建立濾波器模型,電感選擇的是平面螺旋電感,利用硅平面刻蝕技術實現。電容選擇的MIM(金屬M1-絕緣介質-金屬M2)電容,通過在平行板之間填充高介質材料可以提高電容量。電阻是由質量分數82%Ni(鎳)和18%Cr(鉻)組成,通過磁控濺射共沉積方法獲得精準電阻。濾波器的整體尺寸為1.6 mm×1.25 mm×0.3 mm,三維模型結構如圖6所示。

圖5 電路模型仿真結果Fig.5 Simulation results of circuit model

圖6 無反射帶通濾波器的三維結構Fig.6 Three-dimensional structure of reflectionlessband-pass filter

在此三維結構中,電感L1～L8均采用螺旋電感方式,且低高通模型各自電感值相等,方便了模型的構建與調試。為了提高電容的精度,電容C1～C7層與層之間有5 μm的錯層(M1層、介質層和M2層之間前后左右各隔5 μm)。為了減小寄生效應的影響,模型中S與C1、C1與C4、C5與S的連接線及C6、C7的接地線皆設置為40 μm線寬。模型的輸入輸出端放在兩邊,方便級聯。模型均采用通孔接地的方式來實現接地。用HFSS對無反射帶通濾波器的三維結構進行仿真,得到回波損耗(S11)和插入損耗(S21)波形如圖7示,造成偏差的主要原因是由于電感電容產生的寄生效應,基本滿足無反射帶通濾波器的要求。由圖7可以看出,無反射帶通濾波器的中心頻率為2.3 GHz,中心頻率的插入損耗小于1 dB、插損3 dB處帶寬為1.91 GHz、帶外阻帶抑制峰值大于14.47 dB。

圖7 無反射帶通濾波器仿真結果圖Fig.7 Diagram of reflectionless band-pass filter simulation results

4 結論

本文首次基于IPD工藝設計了一款無反射帶通濾波器。與大多數無反射帶通濾波器設計所不同的是,本文是基于無反射高低通濾波器的拓撲結構,通過串聯方式得到超寬帶的無反射帶通濾波器的拓撲結構,從而在HFSS中完成模型的構建與仿真。該濾波器中心頻率為2.3 GHz,插損3 dB處帶寬為1.91 GHz,帶外峰值阻帶抑制大于14.47 dB,回波損耗一直保持大于8.5 dB,整體尺寸僅為1.6 mm×1.25 mm×0.3 mm。結果表明此款無反射帶通濾波器對反射信號具有良好的吸收性,將其應用在混頻器或高增益放大器中,會大大提高系統性能。本文通過設計仿真驗證了基于IPD工藝小型化無反射帶通濾波器的可行性,為今后關于無反射濾波器的設計與研究提供了理論指導。