一種結構簡單的IGZO TFT AMOLED 像素補償電路

(中南大學物理與電子學院,湖南長沙 410083)

有源矩陣有機發光顯示(Active Matrix Organic Light-Emitting Display,AMOLED)有望成為下一代的主流顯示[1]。這是因為AMOLED具有對比度高、響應速度快、寬視角等優點[2-3]。但是迄今為止,大尺寸、高分辨率的AMOLED顯示面板仍然難于大規模量產。這是因為用于AMOLED顯示的背板技術還遠遠不能滿足需求[4]。

最近幾年來,銦鎵鋅氧化物(Indium-Gallium-Zinc Oxide,IGZO)薄膜晶體管的發展極為迅速。IGZO TFT的發展有望促成大尺寸、高分辨率AMOLED顯示屏的商業化[5-6]。這是因為,與氫化非晶硅(Hydrogenated Amorphous Silicon,a-Si∶H)和(Polycrystalline Silicon,poly-Si)多晶硅薄膜晶體管相比,IGZO TFT的優勢突出。IGZO TFT的優點包括:遷移率高、穩定性高、大面積制備時均勻性好等[7-9]。然而,研究表明,當IGZO TFT工作在長時間的偏壓下,閾值電壓(Threshold Voltage,VTH)仍然會發生漂移[10-11]。此外,整個顯示面板上VTH和載流子遷移率的非均勻性也是不可避免的。AMOLED顯示面板的質量也會因此受到嚴重的影響[12]。對于IGZO TFT AMOLED面板的實現來說,如何補償VTH的漂移以及載流子遷移率的非均勻性問題仍然十分必要[13]。

本文提出了一種新穎的電壓編程型的AMOLED像素電路,通過放電法提取IGZO TFT的閾值電壓。同時為了簡化像素電路的結構,采用發光控制線控制開關管Ts。在補償階段數據線上的低電平輸入到驅動管TD的源極,同時開關管Ts也被關斷。在發光階段數據線上輸出高電平Ts被打開。本文提出的像素電路結構簡單,既能夠補償閾值電壓的漂移,同時也能夠補償遷移率的漂移。

1 像素電路結構和工作原理

1.1 像素電路結構

提出的像素電路及其時序如圖1的(a)和(b)所示。單個像素單元是由3個開關管TFT(T1、T2和Ts),1個驅動管 TD和1個存儲電容 Cs組成。OLED器件和開關管Ts、驅動管TD串聯在一起,在發光階段為像素電路提供不同的灰階所需要的發光電流。開關管T1和Ts在初始化階段被用作復位驅動管TD的柵極電壓VG。開關管T1和T2的柵極同時連接行掃描信號VSCAN。開關管T1在補償階段同時作為TD柵極電壓VG的放電路徑。數據電壓VDATA通過開關管T2輸入到驅動管TD的源極。

圖1 (a)本文提出的AMOLED像素電路及其(b)工作時序Fig.1 Theproposed AMOLED driving method with pixel circuit(a),timing diagram(b)

如圖1(b)圖所示,VSCAN的電壓值VGH和VGL分別控制開關管的打開和關斷。VDD的電壓值VDD_H和VDD_L分別為發光階段和非發光階段電源線VDD的值。VH和VL分別是發光控制線VEM的高低電平值。值得說明的是在編程階段數據線VDATA上的值為負值。接下來將詳細介紹像素電路的工作過程。

初始化階段:VSCAN、VEM和VDATA分別為VGH、VH和VREF,VDD為VDD_L。因為VREF要大于VDD_L,所以在這個階段所有的開關管(T1,T2和Ts)都處于打開狀態。AMOLED顯示面板上所有像素驅動管TD的柵極都會被初始化一個電壓值VDD_L。同時數據線上的電壓值VREF要小于OLED的開啟電壓。相應地,OLED在初始化階段不會發光。

編程階段:VEM為低電平VL,Ts關閉。掃描信號線上的電壓值VSCAN是逐行產生的,數據電壓VDATA的值通過T2輸入到驅動管TD的源極,因為數據電壓VDATA的值為負值,因此OLED在這個階段也不會發光,這就相應地提高了發光面板的對比度。開關管T1打開,驅動管柵極上儲存的電荷將會通過柵漏短接的驅動管TD進行放電。在編程階段結束時,驅動管TD的柵極電壓值等于數據電壓VDATA和驅動管TD的閾值電壓值之和。由于驅動管TD工作在飽和區,其柵極電壓值VG放電的瞬態響應可以表達為(1)式。

式中:μFE,CI分別為驅動管TD的載流子遷移率和單位面積柵氧化層電容;CG是節點G的總電容,包括存儲電容Cs和相鄰的TFTs寄生電容值;WD和LD分別為驅動管的溝道寬度和溝道長度;VDD_L是電源線VDD的低電平值,VDATA是數據線的電壓值。通過對等式(1)進行積分可以得到等式(2)。

式中:t0和t1分別是放電過程的開始和結束時間。等式的第二和第三項都與驅動管TD的閾值電壓VTH和載流子遷移率有關。也即,VTH值增大或者是載流子遷移率的值減小,放電電流將會減小,放電結束時驅動管TD的柵極將會保留一個較大的柵極電壓值VG。因此,這里形成了一個負反饋來保持OLED像素電流的穩定性。

發光階段:所有像素的掃描信號VSCAN都變為低電平,因此,T1和T2都關斷,驅動管的柵極節點G處于懸浮狀態。發光控制線VEM和電源線VDD分別變為VH和VDD_H。根據電荷守恒定律,發光階段節點G的電壓值V′G可以表達為式(3)。

式中:CGP和CGI是驅動管TD的寄生電容和柵極絕緣層電容。因為CGP和CGI遠遠小于存儲電容Cs,因此,等式(3)可以簡化為式(4)。

則發光階段流過OLED的電流值如(5)式所示。

式中:VOLED是發光階段OLED的陽極電壓值;ΔVDD是VDD_H和VDD_L之間的差值。如式(5)所示,發光階段流過OLED的電流值IOLED和數據電壓VDATA是二次函數的關系,因此,可以調節數據電壓VDATA的值來編程一個較大的OLED電流范圍。式(5)顯示IOLED電流值幾乎和驅動管TD的閾值電壓VTH無關,因此,驅動管TD閾值電壓的漂移可以得到很好的補償。除此之外,式(5)括號內的第三項顯示,發光階段IOLED的電流值和驅動管TD的載流子遷移率呈負相關,因此,該像素電路也能夠補償載流子遷移率的分散性。

式(2)證實VTH的提取過程需要一個編程時間TP,如果TP足夠長,編程階段結束時VG的值會越接近VDATA+VTH。因此,這里引入一個影響因子k來評估VG與VDATA+VTH的接近程度。此時,VG可以表達為式(6)

其中,0＜k＜1。當k的值為0時,VTH的提取達到理想值,也即VG=VDATA+VTH。結合式(2)和式(6),可以得到式(7)。由此,可以推導出編程時間TP的最小值。

假定驅動管TD的載流子遷移率為10 cm2/(V·s),k的值為0.1,編程時間TP的值接近4 μs。對于同時發光的驅動模式,一幀時間TF內的發光時間TE可以表達為TE=Tf-TP·N,其中N為發光面板的行數。在這種條件下,對于高清(High Definition,HD)的顯示面板來說,一幀時間內的有效發光時間TE將大于12 ms。

2 仿真分析

采用Smart Spice對提出的像素電路進行了仿真以驗證該方案的可行性。表1給出了仿真器件參數。在VTH提取階段VDD_L的值為0 V,發光階段VDD_H的值為15 V。其他的信號電壓值如表1所示。

表1 像素電路仿真參數Tab.1 Parameters of the proposed pixel circuit

圖2示意了當編程階段的數據電壓VDATA=-4 V時,VG和IOLED的瞬態響應。在0～5 μs的初始化階段VG獲得一個約為0 V的初始化電壓值,5～25 μs編程階段,VG放電來進行閾值電壓的檢測,25 μs以后發光階段VG耦合到一個較高的電壓值驅動OLED發光。25 μs以后IOLED的值由0 μA變為1.2 μA,OLED進入發光階段。

圖2 VG、IOLED、VDATA瞬態響應Fig.2 The transient waveform of VG,IOLEDand VDATA

圖3示意了當驅動管的閾值電壓VTH漂移0,1,2 V,編程時間TP分別為4和20 μs時,VG的瞬態響應。可以看到VG的增長和ΔVTH呈現線性的關系。因此,IOLED的值幾乎和VTH的漂移無關。并且即使當編程時間TP只有4 μs時,VTH的提取仍然能夠達到一個很高的精確值,這也驗證了式(7)的正確性。然而,如果編程時間TP進一步減小,OLED的電流值將會發生退化。

圖3 VTH漂移時 VG的瞬態響應(a)TP=4 μs;(b)TP=20 μsFig.3 Transient waveform of IOLEDwith VTHshift of TDfor programming time of 4 μs(a),and 20 μs(b)

圖4 (a)、(b)分別示意了當閾值電壓發生漂移時,傳統的2T1C像素電路和本文提出的像素電路IOLED電流值的對比。當驅動管閾值電壓漂移2 V時,傳統的2T1C型像素電路OLED電流的退化超過70%。本文提出的像素電路,當驅動管閾值電壓漂移2 V時,OLED電流的誤差率可以降低到5%。此外,本文提出的像素電路OLED電流值與數據電壓VDATA的關系和傳統的2T1C型像素電路一樣簡單,因此,提出的像素電路的功耗也會很低,并且外部驅動電路也能夠得到簡化。

圖4 VTH漂移時IOLED和VDATA之間的關系(a)2T1C像素電路;(b)提出的像素電路Fig.4 The evolution of IOLEDversus VDATAfor VTHshift,with 2T1C pixel(a),and the proposed pixel circuit(b)

圖5 (a)、(b)示意了當驅動管載流子遷移率發生漂移時,2T1C像素電路和本文提出的像素電路的電流誤差率。圖5(a)可以看出,當驅動管載流子遷移率分別漂移15%和30%時,2T1C型像素電路OLED電流的誤差率分別為7%和12%。(b)圖所對應的本文提出的像素電路,驅動管載流子遷移率分別漂移30%和15%時,OLED電流誤差率可以抑制到9%和7%。提升的載流子遷移率補償效率和前面推導的OLED電流表達式(5)十分吻合。

圖5 載流子遷移率的分散性導致的OLED電流誤差率(a)2T1C像素電路;(b)提出的像素電路Fig.5 The evolution of ΔIOLEDerror ratio versus VDATAfor mobility variations with the 2T1C pixel circuit(a),and the proposed pixel circuit(b)

表2示意了本電路與Nathan提出的像素電路的對比[14]。當驅動管的閾值電壓漂移或者載流子遷移率變化時,本文的像素電路電流誤差率均更小。對于全高清(Full High Definition,FHD)的AMOLED顯示面板,所提出的像素電路功耗也遠小于Nathan的方案。這主要是因為Nathan.A的方案在初始化階段OLED也會發光所導致的。因此本文的像素電路相對于傳統的補償方案不僅可以提高補償精度,而且還具有低功耗的優點。

值得注意的是,本文的研究結果是基于底柵非自對準的IGZO TFT,其具有較大的寄生電容效應。這些寄生電容會影響到像素電路對于閾值電壓的漂移和遷移率退化的精度,即式(3)并不能完全簡化為式(4)。在采用頂柵自對準IGZO TFT等先進工藝之后,由于柵極-源極和柵極-漏極之間寄生電容的顯著減小,像素電路的補償精度將進一步提高。

表2 Nathan的像素電路方案和本文提出的像素電路方案的對比Tab.2 The comparison between the pixel circuit scheme proposed by Nathan and this paper

3 結論

本文提出了一種新穎的電壓編程型的AMOLED像素電路,通過放電法提取IGZO TFTs的閾值電壓,提出的像素電路既能夠補償閾值電壓的漂移,同時也能夠補償載流子遷移率的漂移。本文將提出的像素電路與傳統的2T1C像素電路進行了對比分析。驅動管閾值電壓的漂移和載流子遷移率的分散性引起的OLED電流誤差補償效果都得到了很好的提升。仿真結果驗證了提出的像素電路適用于高分辨率的AMOLED顯示面板。