射頻前端CMOS 有源混頻器的設計

(廣西師范大學電子工程學院,廣西桂林 541004)

近幾年來無線通信技術高速發展,無線通信技術在手機、個人電腦等領域的應用正在大量增長,給人們的生活帶來巨大的改變,使得人們對通信設備需求不斷增加,并且對通信設備的性能要求越來越高,無線通信的快速增長導致了低功耗射頻集成電路的設計[1]。射頻接收機是無線通信的重要模塊,它的性能指標影響著整個無線通信系統,所以射頻接收機前端芯片的設計必須向著低功耗、低成本、高性能、高集成度方向發展。其中混頻器是射頻收發機中重要的部分,同時也是射頻前端信號最強的部分,所以混頻器的性能指標影響著整個射頻前端的性能指標,因此提高混頻器的性能具有重要的意義。射頻接收機上存在的微弱信號首先由低噪聲放大器放大,然后傳送到混頻器。同時混頻器也是接收機前端電路的主要耗能部分,線性度提高后,其功耗又會增加。因此,本文在混頻器的設計中,對轉換增益、噪聲、線性度、功耗、隔離度等性能指標進行了綜合考慮,對混頻器的性能參數進行了折中選取。當前應用最多的CMOS混頻器都是在吉爾伯特的電路基礎上進行的改進,這種電路結構簡單,可以有效抑制饋通,并且增加射頻、中頻和本振之間的隔離度[2-6]。

本文采用CMOS射頻集成電路基于吉爾伯特經典電路結構設計了一種下變頻混頻器,采用了跨導系數修正技術結構、電流注入結構來提高混頻器的增益、降低噪聲和改善線性度,并利用Cadence軟件對該混頻器進行分析及仿真驗證。

1 混頻器的設計

混頻器是一種非線性電路,具有三個端口,一個射頻輸入信號端口、一個本振信號端口和一個中頻輸出信號端口,如圖1所示。一個理想的混頻器是將兩個輸入信號相乘,實現頻率的轉換[7]。

圖1 混頻器原理示意圖Fig.1 Mixer principle diagram

圖2是經典的雙平衡吉爾伯特混頻器電路,包括跨導級、開關級和負載級。其中,跨導級電路包括NMOS管M1、NMOS管M2,用于接入射頻電壓信號,將射頻電壓信號轉化為射頻電流信號;開關級電路包括NMOS管M3、NMOS管M4、NMOS管M5、NMOS管M6,用于接入本振信號和射頻電流信號,根據本振信號控制其設置的多個開關管輪流導通,利用多個開關管輪流導通對射頻電流信號進行切換調制,生成中頻電流信號傳輸至負載級電路;負載級電路包括電阻R1和R2,用于將中頻電流信號轉換成電壓信號進行輸出[8]。雙平衡吉爾伯特混頻器電路可以提供一定的轉換增益,略低的噪聲和適當的線性度[9]。

本文設計的混頻器是基于經典的吉爾伯特混頻器電路結構進行的優化,其電路原理圖如圖3所示。

圖2 雙平衡吉爾伯特混頻器Fig.2 Double balanced Gilbert mixer

圖3 射頻前端混頻器電路圖Fig.3 RF front-end mixer circuit

1.1 負載級設計

負載級采用RC電路,RC并聯電路可以改善電路的轉換增益,還能起到濾波的作用,降低噪聲信號干擾,提高本振信號到中頻輸出端的隔離度。等效的負載級阻抗RL可以表示為:

1.2 開關級設計

開關級電路用于接入本振信號和射頻電流信號,給本振信號LO施加適當的信號,可以使得NMOS晶體管M8、M9、M10、M11兩兩輪流交替導通,工作在開關狀態,并利用多個開關管輪流導通對射頻電流信號進行切換調制,生成中頻電流信號傳輸至負載級電路。其中閃爍噪聲是開關管的主要噪聲,可以適當將開關管的柵寬提高,用來減小閃爍噪聲。

1.3 電流注入技術

為了提高混頻器的線性度,可以增大跨導級的電流,但同時負載電阻的電壓降會增大,減小輸出擺幅,反而使得線性度減小,并且開關級電流增大時,還會增大電路的噪聲。因此,本文采用了電流注入技術,如圖4所示,使用 PMOS管 M7和PMOS管M8作為分流源,用v0來控制柵極電壓,可以減小開關級的電流增大電流注入電路的電流,減小開關級的閃爍噪聲,提高混頻器的線性度,達到一個比較好的性能參數。通過設置合理的電感L1值,可以使電感與寄生電容諧振,增大混頻器的增益。

圖4 電流注入結構混頻器Fig.4 Current injection structure mixer

1.4 跨導級設計

混頻器的跨導級可以采用偽差分、全差分或者跨導系數修正技術結構來構成,如圖5所示。其中偽差分跨導結構如圖5(a)所示。偽差分跨導結構可以改善三階交調點,但會產生共模二階失真。全差分跨導結構如圖5(b)所示,在跨導級的源級增加尾電流產生高阻抗,但會抑制二階非線性電流,并且負載和開關晶體管中存在不匹配,導致信號路徑中的偶數階互調,增加三階交調電流IM3,而且跨導級的性能三階輸入截點IIP3減小。為了改善三階輸入截點(IIP3),消除三階失真,將消除機制設置在混頻器的跨導級,使用跨導系數修正技術結構,如圖5(c)所示。盡管交互項仍然存在第三互調電流IM3,但在實踐中,通過增加額外的電路到跨導級,可以產生非線性項,并且可以通過改變其幅度和相位來提高電路的線性度。

圖5 跨導結構Fig.5 Transconductance structure

如圖5(c)所示的跨導系數修正技術結構,其中NMOS晶體管M5和M6為非線性晶體管,將輸入電壓信號轉換成非線性電流信號。由于晶體管M5和M6的漏極相連,所以電流的差分項被去除,電流通過電阻R1和R2輸出,被晶體管M3放大輸出電流。晶體管M1的小信號模型以泰勒級數展開表示的漏極電流為[10]:

式中:Vgs=Vg-Vs;Vg是柵極電壓;Vs是源級電壓;分別表示晶體管M1的第一階、第二階和第三階跨導系數,其公式如下式所示[11]:

從上式中可以發現,改變MOS管漏極電流,則可以改變跨導系數。

晶體管M3的柵極電壓VG可以表示為:

式中:D2是VG的第二階跨導系數。

通過在M5和M6的漏極寫入KCL,使用晶體管的關系式和環路方程的頻域表示,VG的二階跨導系數表示為:

式中:通過改變C1、R1和R2的值,可以改變D2的相位和幅度。

晶體管M1的漏極電流(I1+)可被定義為:

式中:H1(w)、H2(w1,w2)和H3(w1,w2,w3)分別是I1+的第一階、第二階和第三階跨導系數,也被稱為第一階、第二階和第三階跨導核。

上式中,H1(w)、H2(w1,w2)和H3(w1,w2,w3)可以表示為:

上式表明,跨導級H1(w)的一階跨導等于晶體管特性M1的主跨導,消除H3(w1,w2,w3)時可以提高線性度。

三階交調點的公式為:

根據上式推導可以發現,通過調節C1、R1和R2改變D2的相位和幅度,則晶體管M3的柵極電壓發生改變,此時漏極電流隨之改變,則可以修正跨導系數。根據公式(11),當跨導系數變化時,則可以用來改善輸入三階交調點IIP3,即通過引入一個與跨導級的三階交互電流相同但相位相反的交互項來改善CMOS有源混頻器的IIP3值,改變其幅度和相位值取決于所添加的電路中電阻器的調諧。由于在所提出的混頻器的RF端口處的晶體管數量的增加,混頻器的噪聲略有增加。在射頻接收機中,前一級混頻器的轉換增益越高,對后一級電路的噪聲性能要求可以降低。混頻器的增益表達式為[12]:

跨導級通過MOS管M1、MOS管M2的漏極連接電感,可以降低開關電路源級寄生電容帶來的間接機制閃爍噪聲,還抑制了射頻信號經過寄生電容耦合到地通路,提高混頻器的轉換增益。電容C2提供了較好的輸入匹配特性,還提高了電路的線性度。

2 混頻器的仿真結果

本電路所設計的版圖如圖6所示。為了提高電路的性能,采用了合理的對稱結構布局,可以減小器件的失配。其中射頻(RF)頻率為2.4 GHz,本振(LO)頻率為2.39 GHz,中頻(IF)為10 MHz,電源電壓為1.2 V?；赥SMC 180 nm RF CMOS工藝情況下,利用Cadence spectre-RF軟件對該混頻器電路進行仿真,轉換增益為28.4 dB,噪聲系數為8 dB,線性度(輸入三階交調點IIP3)為10 dBm,功耗為6.86 mW。

圖6 版圖Fig.6 The layout

圖7為轉換增益隨本振功率變化仿真圖,圖中繪制了三個工藝角的仿真曲線。從圖中可以看出,當工藝角為tt(典型NFET和典型PFET),溫度為27℃時,增益為28.7 dB;當工藝角為ss(慢NFET和慢PFET),溫度為-40℃時,增益為19.17 dB;當工藝角為ff(快NFET和快PFET),溫度為80℃時,增益為31.4 dB,增益基本在可接受的范圍內。圖8為轉換增益隨輸出頻率變化仿真圖,從圖中可以看出輸出為10 MHz時,增益為28.4 dB,變化波動不大。圖9為噪聲系數仿真圖,從圖中可以看出輸出為10 MHz時,噪聲系數為8 dB。圖10為線性度仿真圖,輸入三階交調點(IIP3)為10 dBm。

為了更清晰地表明本文的混頻器的性能優勢,表1中列出了本文混頻器與近年來已經發表的同類型混頻器的參數比較結果。

圖7 轉換增益隨本振功率變化曲線Fig.7 Conversion gain with local oscillator power curve

圖8 轉換增益隨輸出頻率變化曲線Fig.8 Conversion gain with the output frequency curve

圖9 噪聲系數仿真曲線Fig.9 Noise figure simulation curve

圖10 線性度仿真曲線Fig.10 Linearity simulation curve

表1 本文設計的混頻器與已發表的類似的混頻器參數比較Tab.1 The mixer designed in this paper is compared with the published similar mixer parameters

3 結論

本文對吉爾伯特電路混頻器電路進行了改進,采用跨導系數修正技術結構、電流注入結構提高混頻器的增益、噪聲和線性度,并利用 Cadence spectre-RF軟件對該混頻器進行分析及仿真驗證。仿真結果表明,在TSMC 180 nm RF CMOS工藝情況下,當電源電壓為1.2 V,電路頻率為2.4 GHz時,轉換增益為28.4 dB,噪聲系數為8 dB,線性度(輸入三階交調點IIP3)為10 dBm,功耗為6.86 mW,滿足設計要求。與其他文獻相比,本文的性能指標均得到較好地提高,為以后設計高效率的混頻器提供了幫助。