一種基于電荷保持的MOSFET低損驅動電路

(福州大學電氣工程與自動化學院，福建 福州 310027)

1 引言

隨著電力電子技術的發展，功率半導體器件的工作頻率越來越高，功率半導體的驅動損耗已經成為不可忽略的部分。降低電力電子功率變換器中功率半導體的驅動損耗可以有效提高電力電子功率變換器的效率和功率密度。對于MOSFET而言，傳統的電壓型柵極驅動電路在開關頻率大于1MHz時，其驅動損耗顯著增加，由于傳統電壓型柵極驅動電路通過RC回路充放電，驅動速度也受到限制。

為了解決傳統功率MOSFET管電壓型柵極驅動電路的問題，近年來國內外研究發展了多種新型驅動電路[1-5]。諧振驅動即是其中一種。諧振驅動電路利用諧振對功率MOSFET管的柵極電容進行充放電，回收功率管導通時儲存在柵極電容中的能量，驅動效率高，驅動速度快 。目前，國內外研究人員已經提出了多種諧振驅動電路[6-10]，總體可分為電感電流連續和電感 電流不連續兩種類型。這兩種類型有自的優點，但是也都存在局限性。現有MOSFET管驅動技術可以分為單管驅動電路和雙管驅動電路兩大類。單管諧振門極驅動電路只能驅動一個功率MOSFET管；電路抗干擾性差，可能被誤導通或關斷。雙功率管諧振門極驅動電路所需器件多，結構復雜。

本文提出一種基于電荷保持的MOSFET驅動電路。該驅動電路由變壓器原邊H橋及副邊次級驅動電路構成；原邊H橋由四個MOSFET組成，副邊次級驅動電路由兩個MOSFET及一雙向開關管組成。該驅動電路驅動損耗低、即可驅動雙管也可以驅動單管并且能實現隔離驅動。

2 電路拓撲與工作原理

2.1 電路拓撲

傳統的功率MOSFET管驅動電路如圖1所示。它的驅動損耗包括功率MOSFET管的柵極電荷引起的損耗Pcap,2個驅動MOSFET管的柵極電荷引起的損耗Pdr_sm和2個驅動MOSFET管的等效輸出電容引起的損耗Psw_sm，即

Pcap=QgUcfs

(1)

Pdr_sm=2Qg_smUdrfs

(2)

(3)

式中：Qg為功率管的柵極電容充電至UC時的總電荷；fs為開關頻率；Qg_sm為驅動管的柵極電容充電至Udr的總電荷；Coss_sm為驅動管等效輸出電容。

本文提出的一種基于電荷保持的MOSFET驅動電路如圖2所示。該驅動電路由變壓器原邊H橋、驅動變壓器T及副邊次級驅動電路構成；原邊H橋由四個MOSFET管M1-M4組成，副邊次級驅動電路由兩個MOSFET管Q3-Q4及一雙向開關管S組成。Q1、Q2為需要被驅動的MOSFET管。M1—M4管子容量很小，用傳統驅動電路驅動即可。

圖1 傳統的功率MOSFET管驅動電路

圖2 一種基于電荷保持的MOSFET驅動電路

2.2 工作過程

圖2所示電路的主要工作波形如圖3所示，工作階段如圖4所示，具體工作過程如下。

圖3 工作時序

工作時序分析如下。

(1)工作模態一：[t0,t1]階段。t0時刻前Q1導通。t0時刻M1、M4導通，M1、M4導通過程可實現零電壓開通軟開關，故Vds_M1=Vds_M4=，Vds_M2=Vds_M=Vin；變壓器T勵磁，原邊繞組勵磁電流ip線性上升，t1時刻達到最大值。在t1時刻前使雙向開關S導通，由于Von比Q3的開啟電壓大(Von為Q1柵源極電壓)，故Q3導通，Q4關斷。Q1導通，故Q1中Vgs=Von ；Q3導通，故Vds_Q3=0。圖4為該模態的工作等效圖。

(2)工作模態二：[t1,t2]階段。在本驅動電路中，t1-t5期間M1、M4關斷，關斷過程不能現軟開關，Vds_M1=Vds_M4=Vds_M2=Vds_M=Vin。勵磁電流ip通過M2、M3寄生二極管續流。故變壓器副邊流過勵磁電流is，is對變壓器副邊電感充電。is方向如圖所示，從Q1流向Q3，is使Q1的結電容Cgs1放電，Vgs從t1時刻開始下降，is流過Q3產生較小的導通壓降Vdson；t2時刻后Vgs小于Q1的開啟電壓Vgsth_Q1，使Q1關斷；如圖5所示，為該模態的工作等效圖。

圖4 [t0,t1]

圖5 [t1,t2]

圖6 [t2,t3]

圖7 [t3,t4]

圖8 [t4,t5]

圖9 [t5,t6]

圖10 [t6,Ts/2]

圖11 [Ts/2,t8]

圖12 [t8,t9]

圖13 [t9,t10]

圖14 [t10,t12]

圖15 [t12,t13]

圖16 [t13,t14]

(3)工作模態三：[t2,t3]階段。在本驅動電路中，t2時刻后Vgs小于Q1的開啟電壓Vgsth_Q1，使Q1關斷。t3時刻后Vgs小于Q3的開啟電壓Vgsth_Q3，使Q3關斷。如圖6所示，為該模態的工作等效圖。

(4)工作模態四：[t3,t4]階段。在本驅動電路中，t3時刻后Vgs小于Q3的開啟電壓Vgsth_Q3，使Q3關斷，is對Q3的結電容Cds3充電，Vds_Q3從Vdson開始上升。如圖7所示，為該模態的工作等效圖。

(5)工作模態五：[t4,t5]階段。在本驅動在電路中，t4時刻前使Q2導通。t4時刻Vds_Q3(Vgs_Q4)大于Q4的開啟電壓，Q4導通，is流過Q4產生一個反壓-VD;t5時刻Vds_Q3充電至最大值Von并保持不變。如圖8所示，為該模態的工作等效圖。

(6)工作模態六：[t5,t6]階段。本驅動在電路中，t5時刻前 M2、M3導通，導通過程為硬導通，不能實現軟開關；Vds_M2=Vds_M3=0，Vds_M1=Vds_M4=Vin。變壓器原邊勵磁電流勵ip開始下降，t6時刻ip下降為0。t5時刻雙向開關S關斷，副邊不流過勵磁電流。t5時刻Vds_Q3充電至最大值Von。t5時刻后Vds_Q3=Von保持不變。t5時刻后Q1的結電容Cgs1放電至零。Q4導通且不留過電流，故Vgs=0。如圖9所示，為該模態的工作等效圖。

(7)工作模態七：[t6, Ts/2]階段。在本驅動在電路中，t6時刻M1導通，M2關斷，M1導通和M2關斷過程均可實現軟開關，M3保持導通狀態、M4保持關斷狀態，全橋電路不工作。原副邊均不流過電流。Q2,Q4導通，Vgs=0，Vds=Von。如圖10所示，為該模態的等效電路圖。

(8)工作模態八：[Ts/2，t8]階段。在本驅動在電路中，Ts/2時刻M1關斷、M2導通，M3保持導通狀態、M4保持關斷狀態，M1關斷和M2導通過程均可實現軟開關。變壓器勵磁電流ip<0，ip線性增大，t8時刻ip達到最大值。Q2、Q4導通，Vgs=0，Vds_Q3=Von。t8時刻前閉合雙向開關S。如圖11所示，為該模態的等效電路圖。

(9)工作模態九：[t8，t9]階段。在在本驅動在電路中，t8～t12內M1、M2、M3、M4均關斷，M1、M4導通過程和M2、M3關斷過程均不能實現軟開關；ip通過M1、M4的寄生二極管續流。雙向開關S閉合，變壓器副邊流過勵磁電流is，方向從Q2流向Q4。is流過Q4，產生導通壓降Vdson，故Vds=Vdson。t8時刻is從Q2流向Q4，Q3結電容Cds3通過is放電，Vds_Q3從t8時刻開始下降。如圖12所示，為該模態的等效電路圖。

(10)工作模態十：[t9，t10]階段。在在本驅動在電路中，t9時刻后Vds_Q3(Vgs_Q4)下降至小于Q4的開啟電壓，Q4關斷。 勵磁電流is對Q1的結電容Cds1充電，Vgs從t9時刻開始上升。如圖13所示，為該模態的等效電路圖。

(11)工作模態十一：[t10，t12]階段。在在本驅動在電路中，t10時刻Vds上升至Q3的開啟電壓Vgsth_Q3，t10時刻后Q3導通。 微少的勵磁電流is流過Q3，在漏、源極產生一個反壓-VD，故在t10～t12內Vds_Q3=-VD。t11時刻Vds上升至Q1的開啟電壓Vgsth_Q1，t11時刻后Q1導通。Q1導通后關斷Q2。如圖14所示，為該模態的等效電路圖。

(12)工作模態十二：[t12，t13]階段。在在本驅動在電路中，t12時刻前M1、M4導通，M2、M3關斷，t12時刻關斷雙向開關S，驅動電路不流過勵磁電流。M1、M4導通， 勵磁電流ip線性下降，t13時刻下降至零。t12時刻Vgs線性上升至最大值Von，Q1結電容Cgs1完成充電，t12時刻后Vgs=Von保持不變。如圖15所示，為該模態的等效電路圖。

(13)工作模態十三：[t13，t14]階段。在在本驅動在電路中，t13時刻M1關斷、M2導通，M1關斷和M2導通過程均可實現軟開關；變壓器原邊勵磁電流為零，變壓器原邊勵磁電流也為零。Q1、Q3導通，Vgs=Von、Vds_Q3=0保持不變。如圖16所示，為該模態的等效電路圖。

此后，電路的工作過程開始新一輪的循環。

3 驅動特性分析

3.1 損耗分析

本文提出的一種基于電荷保持的MOSFET低損驅動電路的總損耗Ptotal包括驅動電路原邊管子M1—M4的損耗PM、驅動電路副邊管子Q3—Q4的損耗的損耗PQ、驅動變壓器磁芯損耗耗PCore、驅動變壓器繞組損耗耗Pwinding、驅動電路雙向開關管S的損耗的損耗PS即

Ptotal=PM+PQ+PCore+Pwinding+PS

(4)

3.2 仿真結果分析

使用Saber軟件對圖2所示新型驅動電路進行仿真。驅動電路原邊管子M1—M4及副邊管子Q3—Q4選用英飛凌BSL306N，BSL306N驅動電壓Vgsth為1.6V，導通電阻Rdson為0.06Ω，輸入電容Ciss為207pF，輸出電容Coss為75pF，反向傳輸電容Crss為12pF。驅動電壓Vi為10V。驅動頻率fs為1MHz。仿真結果如圖17所示圖17中橫坐標為開關管的一個工作周期。由圖17可知仿真結果與理論分析基本一致。圖17為通過Saber仿真得出的電路工作波形，圖3為通過理論分析得出的電路工作波形。

圖17 仿真波形圖

根據仿真電路可算得新型驅動電路損耗為0.401W。其中驅動電路原邊、副邊管子損耗共為0.241W，驅動變壓器磁芯損耗為W，驅動變壓器繞組損耗為0.119W，輔助開關管損耗為0.05W。使用本新型驅動可大大較小變壓器磁芯損耗。在參數相同的情況下，通過式(1)～(3)計算可得傳統驅動的驅動損耗為0.851W。本文提出的新型驅動電路損耗比傳統驅動電路少52.88%。

3.3 電路性能

與傳統驅動電路相比，本文提出的新型驅動電路有如下特點：

(1)常用無損驅動方案中輔助開關管的通態損耗及驅動磁件的損耗所占比例很大，占80%以上；本文提出的驅動電路降低了驅動變壓器原邊的電流，保持副邊的電流不變(只有保證副邊的電流不變才能保證主功率電路的管子的驅動速度一樣)，降低了原邊電流有效值，有效降低輔助開關管通態損耗和驅動變壓器的繞組損耗，同時降低了驅動變壓器的交流磁通密度Bac，從而降低磁芯損耗。

(2)通過計算驅動損耗可知所驅動的MOSFET管的輸入電容Ciss越大，本文所提出的驅動電路優勢越明顯。

(3)圖18為本文提出的低損驅動電路的具體應用，即可以驅動單管也可以驅動雙管或者多管，適用范圍廣。與其他低損驅動電路相比，適用范圍廣是本取得電路最大優勢。

圖18 低損驅動電路的具體應用

4 結論

本文提出了一種基于電荷保持的MOSFET驅動電路。該驅動電路由變壓器原邊H橋、驅動變壓器T及副邊次級驅動電路構成。該驅動電路具有驅動效率高、既能驅動單管也能驅動雙管、驅動電路的開關部分能實現軟開關等優點。文章對電路的工作原理和性能特性進行分析，并計算了新型驅動電路的驅動損耗，證明了基于電荷保持的MOSFET驅動電路的優越性。