一種適用于新能源并網的諧振升壓變換器

陳 武 吳小剛 蔣 瑋 胡仁杰

（東南大學江蘇省智能電網技術與裝備重點實驗室 南京 210096）

一種適用于新能源并網的諧振升壓變換器

陳 武 吳小剛 蔣 瑋 胡仁杰

（東南大學江蘇省智能電網技術與裝備重點實驗室 南京 210096）

諧振變換器由于可實現開關器件的軟開關而十分適用于高壓大功率場合。由此提出了一種適用于新能源并網應用場合的諧振升壓變換器，該變換器利用 LC并聯諧振網絡可實現很高的電壓增益，同時具有開關管零電壓開通和近似零電壓關斷以及整流二極管零電流關斷的優點。此外，相比于傳統諧振變換器，該變換器在整個負載范圍內開關頻率變化范圍小。闡述了該變換器的工作原理和工作特性，討論了諧振網絡參數的選擇，給出了具體的控制電路，并通過一臺100V/1kV、1kW的原理樣機驗證了該變換器的工作原理，最后給出實驗結果。

諧振變換器 升壓 新能源 軟開關

0 引言

隨著化石能源的日益枯竭和環境惡化問題的日益加劇，我國乃至世界各國紛紛都將發展新能源提升至前所未有的高度。目前，絕大部分新能源都以交流電形式饋入電網，而新能源發電裝置以及儲能設備一般均含有直流環節，需經過直-交逆變環節接入電網，增加了較多的電能損耗。其次，各種新能源如風能、太陽能、海洋能等都具有間歇性、隨機性特點，而大規模新能源接入電網對傳統的電力裝備、電網結構和運行技術等都提出了嚴峻考驗。直流電網技術作為解決上述問題眾多方案中的一種，逐漸成為研究熱點[1-3]。

目前，新能源發電裝置的直流環節電壓都比較低，需要通過直流升壓變換器接入高壓直流電網，而作為各種新能源與高壓直流電網連接的橋梁，直流升壓變換器不僅是電能的傳輸者，同時又是抑制多種故障情況的緩沖/隔離者，起到了交流電網中升壓變壓器的作用，是直流電網的核心部件之一[4,5]。

目前國外對于新能源并網用的直流升壓變換器研究正日益深入，而國內還處于起步階段。Converteam公司研究人員提出了以Boost變換器來實現±50～±200kV電能傳輸的方案[6]。但 Boost變換器的開關損耗和二極管反向恢復損耗都較大，導致變換效率較低，且Boost 變換器一般用于電壓增益小于6 的場合[7]。美國德州農工大學Enjeti教授提出了一種將Boost變換器和Buck-Boost變換器的輸出電壓相串聯以得到高電壓增益的方案[8]，每個變換器提供一半的輸出電壓和輸出功率，開關管和二極管的電壓、電流應力都相應減小，并對1MW、5.7kV/132kV變換器進行了評估，但該變換器同樣存在開關損耗和二極管反向恢復損耗較大的問題。東南大學陳武等則對基于中壓直流母線海上風電系統中的升壓直流變換器拓撲進行了比較，并提出了一種諧振開關電容變換器[9,10]，可較好地避免開關損耗和二極管反向恢復損耗較大的問題，但該變換器對輸出電壓調節能力有限。文獻[11-13]則對幾種隔離型升壓直流變換器拓撲進行了分析對比，并指出移相全橋變換器是比較優化的選擇，但移相全橋變換器在輕載時很難實現軟開關，同時高壓大容量中高頻變壓器的設計與制造難度極大，目前尚無工業樣機的報道。

英國阿伯丁大學的 D. Jovcic教授提出一種諧振升壓變換器，可在全負載范圍內實現開關器件的軟開關以及避免二極管反向恢復損耗問題，并容易得到很高的電壓增益，對5MW、4kV/80kV變換器進行了仿真分析，預估效率在95%左右[14]。中國電力科學研究院的溫家良教授等也提出了類似的諧振升壓變換器拓撲[15-17]。但該類諧振升壓變換器也存在如下一些不足：①開關器件都需要具有反向電壓阻斷能力（如晶閘管），而為了提高開關頻率，若使用IGBT，則需要在IGBT中串聯二極管，帶來了額外的導通損耗并增加了成本；②在整個負載范圍內開關頻率變化很大，不利于輸入/輸出濾波器的設計；③諧振電感單向磁化[14]或非對稱雙向磁化[15-17]，磁心利用率不高，導致諧振電感體積和重量都較大，損耗也相應增加。

針對上述諧振變換器的不足，同時結合新能源并網對升壓直流變換器的需求，本文提出了一種新型諧振升壓變換器，該變換器可實現很高的電壓增益，并可實現開關管的零電壓開通和近似零電壓關斷以及整流二極管的零電流關斷，同時開關頻率變化范圍小，諧振電感對稱雙向磁化。本文詳細分析了所提出的諧振升壓變換器的工作原理，并對諧振參數進行了優化設計，在實驗室完成了一臺 100V/ 1kV、1kW 的原理樣機，驗證了該變換器的工作原理，并給出了實驗結果。

1 工作原理分析

圖1為本文提出的諧振升壓變換器主電路結構圖，主要由輸入阻斷二極管VDi、全橋電路、LC并聯諧振網絡和輸出整流電路組成。圖2給出了該變換器的主要工作波形，Q2、Q3同時開通和關斷，Q1、Q4同時開通和關斷，一個開關周期包括 12個開關模態，其等效電路如圖3所示。在分析之前，作如下假設：①所有開關管、二極管、電感和電容均為理想元器件；②輸出濾波電容Co足夠大，輸出電壓Vo為恒定電壓。

圖1　諧振升壓變換器Fig.1 Resonant step-up converter

圖2　主要工作波形Fig.2 Key waveforms

1.1開關模態1

模態1［t0, t1］：在t0時刻開通Q1和Q4，諧振電容Cr兩端電壓vCr=Vin，Vin加在諧振電感Lr兩端，向Lr儲能，iLr從I0線性增加，負載電流由Co提供，t1時刻iLr增加到I1，如圖3a所示。

式中，T1為t0～t1的時間間隔。

圖3　各種開關模態下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each operation stage

Vin向Lr中存儲的能量為

1.2開關模態2

模態2［t1, t4］：如圖3b所示。在t1時刻關斷Q1和 Q4，此后 Lr與 Cr發生并聯諧振，即 Cr向 Lr放電，vCr從 Vin開始下降，iLr從 I1諧振增加，與此同時，A點電位vA從Vin開始下降，B點電位vB從零開始上升，由于開關器件的輸出電容 Coss（在圖中沒有畫出）相于對Cr很小，在Q1和Q4關斷時間內，其兩端電壓（對IGBT而言，即集電極與發射極間電壓）上升很小，可以近似看為零電壓關斷。

到t2時刻，vCr下降為零，iLr諧振增加到其最大值，vA=vB=Vin/2。此后 Lr對 Cr反向充電，vCr從零負向增加，iLr開始諧振下降，vA從Vin/2繼續下降，vB從Vin/2繼續上升。

到 t3時刻，vCr= ?Vin，vA=0，vB=Vin。此時 Q2和 Q3兩端電壓均已下降到零，可以零電壓開通 Q2和 Q3。此后 Lr繼續對 Cr進行反向充電，vCr從?Vin繼續負向增加，iLr繼續諧振下降，此時輸入阻斷二極管 VDi將承受反向電壓，vB從 Vin繼續上升，直到t4時刻，vCr=?Vo，iLr下降到I2。

可見，在t1～t4這段時間內，只是Lr和Cr之間進行能量交換，但Lr和Cr上的總能量不變，即

利用拉普拉斯變換求得

式中，T2為t1～t4的時間間隔。

1.3開關模態3

模態3［t4, t5］：如圖3c所示。在t4時刻，vCr=?Vo，VDR1和 VDR4自然導通，iLr流過 VDR1和 VDR4給Co充電，并提供負載電流，vCr保持不變，iLr線性下降，直到t5時刻，iLr=0，此開關模態結束。

t4～t5的時間間隔T3為

在此開關模態內Lr向負載端傳遞的能量為

負載在半個開關周期內消耗的能量為

式中，Ts為開關周期。

根據能量守衡定則，在半個周期內有

由式（7）～式（10）可得

1.4開關模態4

模態 4［t5, t6］：如圖 3d所示。在 t5時刻，iLr下降到零，VDR1和 VDR4自然關斷，此后 Lr與 Cr發生并聯諧振，即Cr向Lr放電，vCr從?Vo開始正向上升，iLr從零開始負向諧振增加，與此同時，B點電位vB開始下降。直到t6時刻，vCr= ?Vin，iLr= ?I3，此開關模態結束。在這段時間內，Lr和Cr上的總能量保持不變，即

可得

利用拉普拉斯變換可得

若在 t6時刻之前開通Q2和Q3，則在t6時刻之后，Q2和Q3自然導通，Vin通過Q2和Q3向Lr儲能，iLr負向線性增加，其開關模態類似于開關模態1。

若在 t6時刻之前沒有開通 Q2和Q3，則t6時刻之后，Lr與 Cr的并聯諧振將使 vA從零開始諧振上升，vB從Vin開始諧振下降，此時若再開通Q2和Q3，則失去零電壓開通條件，因此為減小開關損耗，Q2和Q3須于t6時刻之前開通。

2 變換器特性分析及參數設計

在半個周期內有

由式（1）、式（2）和式（14）可得

由式（19）可得

從式（20）可以看出，對于任何給定的Vin、Vo、Lr、Cr和 Io（其中 Vo＞Vin），總可以找到一對 Ts和T1組合滿足式（20），即說明該變換器諧振參數對電壓增益沒有影響，只要控制得當，變換器可工作在任意電壓增益條件下。此外，對于給定的Vin、Vo和 Io，Lr與 Cr參數不同，則將有不同的 Ts和 T1組合滿足式（20），說明該變換器諧振參數設計將影響到工作頻率范圍。

由式（1）、式（14）和式（20）可得

將式（21）代入式（3），可得

將式（21）代入式（6），可得

由式（12）、式（17）、式（18）、式（20）和式（23）可得

在空載情況下有Io=0，則由式（24）可得在空載情況下，有

式中，fs為開關頻率；fr為Lr與Cr的諧振頻率。

可見，在空載條件下，該變換器的開關頻率等于Lr與Cr的諧振頻率。其實從圖2也可以直觀地看出，在空載時，由于沒有能量的輸入（T1時段）與輸出（T3時段），也即T1=T3=0，則變換器一直處于諧振狀態，所以開關頻率就等于諧振頻率。而在有載情況下，T1,T3＞0，則開關頻率低于諧振頻率，負載越重，開關頻率越低。可見該變換器的最高開關頻率為

從第1節分析可以看出，為了實現開關管的零電壓開通，變換器的最小占空比為

而允許的最大導通時間為t3～t7時段，由式（5）可得t1～t3的時間間隔ΔT為

則變換器的最大占空比為

下面以一個具體例子來對該變換器參數進行設計，設Vin=100V，Vo=1kV，Iomax=1A，fsmax=10kHz。根據式（24）可求得滿載時Ts關于Lr的表達式，但式（24）表明 Ts是與 Lr相關的隱函數，無法得到Ts的解析解。借助數學分析軟件Maple進行數值計算，可以得到Lr與Ts的關系曲線，如圖4所示。

圖4　Lr與Ts關系曲線Fig.4 The relationship curve between Lrand Ts

由式（14）可以得到Lr與Io的關系曲線，如圖5中虛線所示，由于無法通過 Maple軟件直接得到Lr與I1的關系曲線，只能通過式（21）和式（24）描點得到，如當 Lr=200μH時，通過式（24）可得Ts=125μs，再代入式（21）可得I1=91.46A。

圖5　Lr與Io和I1關系曲線Fig.5 The relationship curves between Lrand I0, I1

從圖4可以看出，Lr越小，滿載時Ts越小，開關頻率越高，即開關頻率變化范圍越窄，有利于輸入、輸出濾波器和磁性元件的設計；反之，Lr越大，滿載時Ts越大，開關頻率越低，即開關頻率變化范圍越寬，則不利于輸入、輸出濾波器和磁性元件的設計。而從圖5可以看出，Lr越小，Io和 I1越大，即開關管和二極管的峰值電流越大，不利于開關器件的選擇；而Lr越大則有利于開關器件選擇。

可見，Lr的選擇需要折中考慮以上兩方面的影響，選定最高開關頻率為10kHz，則選Lr=630μH，Cr=0.49μF，從圖 4和圖 5可得最低開關頻率約為5.8kHz，開關管峰值電流約為35A。

圖6　Dmin和Dmax曲線Fig.6 The curves of Dminand Dmax

Lr與Cr參數確定后，則由式（27）～式（29）可得在不同負載電流時的Dmin和Dmax曲線，如圖6所示。從圖中可見，Dmin和Dmax都隨負載電流增大而增大，Dmin最大值為0.16，Dmax最小值約為0.47。因此，為了在整個負載電流范圍內實現開關管的零電壓開通，開關管占空比取在0.16～0.47區間內的任意值都可以，如圖6的陰影區所示。

3 實驗驗證

為了驗證所提出的諧振升壓變換器的可行性，本文設計了一臺最大負載1kW的原理樣機。具體參數如下：輸入直流電壓 Vin＝100V，輸出電壓Vo=1 000V，輸出滿載電流 Iomax＝1A，最高開關頻率 fsmax＝10kHz，由于實際產品選型限制，選 Cr＝0.5μF，Lr＝630μH。1kW、500W以及20W負載情況的工作波形如圖7所示。

從圖7可以看出，實驗結果和理論分析相一致，由圖7b、圖7d和圖7f可以看出，IGBT開通時，其發射極和集電極之間電壓已為零，當 IGBT關斷時，發射極和集電極之間電壓上升很小，可見其實現了零電壓開通和關斷；此外，整流二極管也實現了零電流關斷。在1kW負載時變換器開關頻率約為5.8kHz，在500W負載時變換器開關頻率約為6.8kHz，在 20W負載時變換器開關頻率約為 7.9kHz，與理論設計相吻合。

圖7　諧振升壓變換器實驗波形Fig.7 Experimental results of the step-up resonant converter

4 結論

針對高壓大功率升壓變換應用場合，本文提出了一種可實現高電壓增益的諧振變換器，詳細分析了該諧振變換器的工作原理以及工作特性，并進行了詳細的參數設計，最后通過一臺100V/1kV、1kW原理樣機進行了實驗驗證。該諧振變換器具有如下優點：①所有開關管在全負載范圍內均實現了ZVS；②輸出整流二極管實現了ZCS，且其電壓應力為輸出電壓；③開關頻率變化范圍較小，易于優化設計磁性元件。

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A Step-Up Resonant Converter for Grid-Connected Renewable Energy Sources

Due to soft-switching for switching devices, resonant converters are suitable for high-power applications. This paper proposes a resonant converter which is suitable for grid-connected renewable energy sources. The converter can achieve high voltage-gain using LC parallel resonant tank. It has the features such as zero-voltage-switching (ZVS) turn-on, nearly ZVS turn-off, and zero-currentswitching (ZCS) turn-off of rectifier diode. In addition, compared with the conventional resonant converter, the switching frequency variation of the proposed resonant converter is smaller over the entire load range. The operation principle of the converter and the selection of the resonant parameters are presented in the paper. A 1kW prototype is built in the lab to verify the effectiveness of the converter.

Resonant converter, voltage step-up, renewable energy source, soft switching

TM46

陳 武 男，1981年生，博士，副研究員，研究方向為功率電子變換技術及分布式發電技術。

E-mail: chenwu@seu.edu.cn（通信作者）

吳小剛 男，1990年生，碩士研究生，研究方向為功率電子變換技術。

E-mail: 404377617@qq.com

國家自然科學基金（51307024），教育部博士點基金（20120092120053），中央高校基本科研業務費專項資金（2242014R30018），教育部留學回國人員科研啟動基金和國家電網公司專項支持項目（國家電網科研（2013）304號）資助。

2014-04-08 改稿日期 2015-05-27