一種基于磁組合式變壓器的AC-DC高頻變換器

李春杰黃文新李 朋樊長鑫

（1. 南京航空航天大學自動化學院 南京 211106 2. 中國人民解放軍94672部隊 南京 211100）

一種基于磁組合式變壓器的AC-DC高頻變換器

李春杰1黃文新1李 朋2樊長鑫1

（1. 南京航空航天大學自動化學院 南京 211106 2. 中國人民解放軍94672部隊 南京 211100）

為了提高大功率開關電源的功率因數和可靠性，提出了一種基于磁組合式變壓器的AC-DC變換器。該結構的變換器是將三個耦合變壓器磁心中產生的磁通疊加輸出，而非電的形式輸出。根據三相電路瞬時功率平衡原理，利用三相互差120°的交流電的特性，使該變換器的直流環節的濾波電容采用了薄膜電容，而非電解電容，使電網側的輸入電流正弦化，實現自然PFC功能，從而提高了功率因數和功率密度。仿真和一臺1kW的原理實驗樣機驗證了理論分析的正確性及變換器的可行性。

磁通疊加 磁組合式變壓器 薄膜電容 自然PFC

0 引言

電力電子技術的發展帶動了電源技術的發展，通信、電子檢測設備電源、軍事裝備、交通設施和工業設備等領域都已廣泛使用了開關電源，取得了顯著的經濟效益和社會效益。探索具有高可靠性、高功率因數和高功率密度的新型開關電源技術具有重要意義。

在充電站、服務器電源等應用場合的 AC-DC變換器，由于整流二極管的非線性和濾波電容的儲能作用，造成輸入電流畸變，嚴重污染電網。目前，各國都很重視這點，并陸續出臺相關法規，對進入電網的設備，嚴格規定其輸入功率因數和電流諧波分量。為了改善功率因數，引入了PFC技術。一種實施方法就是在交流電網輸入經二極管整流之后，先不接大容量的濾波電容，而是插入一個Boost型開關變換器，該變換器使輸入電流平均值能自動跟隨全波整流電壓基準，并維持直流輸出電壓穩定。同時使輸入電流、電壓波形均為正弦低頻波形，且相位相同，從而抑制了嚴重的諧波干擾。另一種就是PWM 整流器[1,2]，它具有簡單的結構和較高的功率因數，但是輸入、輸出級無電氣隔離。這兩種方法可使功率因數升到0.99左右，甚至接近1。但是，給電器設備帶來了附加成本及復雜的控制，第一種PFC電路的插入使系統效率有所下降。為了提高效率，簡化控制，單級PFC電路被提出。對于開關電源來說，除了提高功率因數外，可靠性和壽命也是主要考慮的因素。從開關電源可靠性角度分析可知，電解電容的使用壽命和主要元器件的電壓應力影響開關電源的可靠性。

在中大功率應用場合，為了解決電壓、電流應力，文獻[3]采用了多模塊級聯的方式，但是該結構存在均壓、均流的問題，控制方法復雜，并且含有成本較高、體積較大的電解電容。為了提高開關電源的可靠性、功率因數和功率密度，文獻[4-6]提出了一種模塊化的三相 AC-DC高頻變換器，它適用于低壓、中功率場合，該變換器在不控整流電路后面加入了Cuk、Sepic等斬波電路，這種拓撲結構易于實現自然PFC功能。為了簡化兩級復雜的控制以及提高功率密度，文獻[4,7,8]能夠實現單級PFC功能，以上的高頻變換器都是將不同的源以電能量的形式相結合輸出。文獻[5]提出了一種三相組合式的AC-DC變換器，它采用了三個獨立的高頻變壓器，而三個高頻變壓器二次繞組直接串聯再整流輸出的結構形式。

本文針對中大功率 AC-DC變換器應用場合提出了一種基于磁組合式變壓器且具有單級PFC功能的 AC-DC變換器。它與文獻[5]的最大區別，就是本文采用了三個一次繞組單輸出的磁組合變壓器。該變換器采用了以磁能量的形式疊加輸出；該變換器根據三相電路瞬時功率平衡原理，利用其三相交流電互差120°的特性，減小了濾波電容的容值，使用薄膜電容，省去了電解電容，提高了變換器的可靠性、功率因數和功率密度；該拓撲結構降低了主要開關器件的電壓應力，可以實現自然PFC功能。

1 基于磁組合式變壓器的AC-DC高頻變換器拓撲結構和原理分析

1.1AC-DC高頻變換器的結構

基于磁組合式變壓器的三相 AC-DC高頻變換器結構如圖1所示，包括三個完全相同的單相輸入功率變換模塊（LC濾波電路、二極管不可控整流電路和高頻逆變器）、一個三相組合式高頻變壓器和一個不可控整流濾波電路，其中，三個單相輸入電源為互差120°的三相交流電，接線方式較靈活，既可以是星形聯結，也可以是三角形聯結。根據三相電路整體功率平衡的原理，利用互差120°的特性，可以降低每個單相整流電路的濾波電容值，采用薄膜電容，而非電解電容，實現自然PFC功能。三相組合式高頻變壓器的三路一次繞組分別連接三個完全相同的變換器模塊，而二次繞組與輸出的整流電路相連，輸出恒定的電壓。

圖1　基于磁組合式變壓器的AC-DC變換器Fig.1 AC-DC converter based on magneticcombination transformer

1.2輸入側的不可控整流電路

設輸入三相幅值相等，互差120°的交流電的線電壓為

式中，mU三相交流電的線電壓峰值。經不可控整流濾波電路得到

不可控整流橋輸出側并聯了薄膜電容，使得直流母線上的電壓為式（2）所示的脈動直流電壓，波形為饅頭波。只有當直流母線電流和直流母線電壓波形相同時，才能使電網輸入電流為正弦波，實現自然PFC功能。只要對全橋逆變器進行SPWM調制，則直流母線電流基波可表示為

1.3全橋逆變電路

通過SPWM調制，在一個開關周期內，導通時間為Ts/2時，高頻逆變器輸出電壓為

式中，m為調制系數，01m≤≤ ；square(t)為方波函數，其峰-峰值為2，頻率為開關頻率fs。

假設逆變器輸出電壓與電流的相位差很小，可以忽略不計，則逆變器輸出電流為

在不考慮損耗情況下，根據變換器輸入功率等于輸出功率[2]，可得出直流母線電流表達式如式（3）所示。

1.4磁組合變壓器的結構和原理分析

三相組合式高頻變壓器制作結構剖面如圖2所示。三相組合式高頻變壓器的三路一次繞組繞制在相互獨立的三組完全相同的 EE型磁心的中柱上，每個磁心中磁通脈動的大小取決于各相波動的整流輸入電壓，而二次繞組匝鏈三組磁心的中柱，二次側輸出電壓由二次繞組匝鏈三相組合式高頻變壓器的三個磁心磁通感應輸出，三個磁通疊加后峰谷相抵，從而達到了減小輸出電壓脈動的目的。

圖2　磁組合變壓器的結構剖面圖Fig.2 Cross-section of magnetic-combination transformer

忽略繞組漏感，由圖2所示的結構圖可得出磁組合變壓器A相繞組等效磁路模型，如圖3所示。B、C相等效磁路模型與A相類似。其中為一組EE型磁心的兩個邊柱合并成一路的磁阻為一組EE型磁心的中柱上的磁阻和分別為一次繞組電流和在磁心中產生的主磁通；φ為總磁通和為一次繞組A、B和C的匝數。

圖3　一路簡化的等效磁路Fig.3 Simplified equivalent magnetic model

根據安培環路定律， 磁組合變壓器的磁路表達式為[9]

根據電磁感應原理，由式（4）可知不含有直流分量的逆變器輸出電壓，可得其中一相磁通的表達式為

由式（7）可以看出，磁組合變壓器的主磁通是按照正弦規律變化的。所以，磁組合變壓器一次側的三個主磁通所產生的磁動勢按照正弦規律進行變化，而這三路磁動勢疊加后為一恒定磁動勢。負載作用在主磁路上的全部磁動勢也為一恒定磁動勢，從而實現變壓器磁動勢平衡。

式中，n為匝比，n=nA/n2=nB/n2=nC/n2。

1.5磁組合變壓器的等效電路模型

根據電磁感應定律，基于理想情況下，忽略一次繞組內阻，一次繞組端電壓方程為

由式（6）和式（9）可得

式中，LmpA、LmpB和LmpC分別為一次繞組的勵磁電感。

考慮一次側漏感（L1A、L1B、L1C）、二次側漏感（Ll2）的情況下，一次、二次繞組端電壓方程為

由式（9）～式（11）可得

一次、二次側繞組端電壓和電流之間的關系寫成矩陣形式為

由式（12）和式（13）得出磁組合變壓器的等效電路模型，如圖4所示。

1.6磁組合變壓器的數學模型

根據 1.4節所述的磁組合式變壓器的結構，用于一般的高頻變壓器的建模方式不能很好體現出磁組合變壓器的磁路特性。本文從一次、二次側電壓方程和磁鏈方程入手，采用狀態變量法建立理想磁組合變壓器的數學模型。

考慮一次、二次繞組內阻壓降，一次、二次繞組端電壓方程為[10]

圖4　考慮變壓器勵磁電感和一次、二次側漏感的等效電路模型Fig.4 The equivalent circuit model considering magnetizing inductance and leakage inductance of transformer

相應的磁鏈方程為

式中，MA、MB和MC為一次繞組A、B和C分別和二次繞組之間的互感；rA、rB、rC和 r2為一次繞組內阻。

由式（15）可得

則由式（14）、式（16）聯立可得

式（16）～式（18）構成了組合式變壓器的動態模型，在此模型中，磁鏈作為中間變量，一次、二次繞組端電壓作為輸入變量，一次、二次繞組電流作為輸出變量。

2 調制方法分析

本文采用按照正弦規律變化的移相控制方式[11,12]，在該移相控制方式中，每個橋臂的兩只開關管均為180°互補導通，兩個橋臂的開關信號之間存在一個相移，通過控制這個按照正弦規律變化的相移角來控制逆變橋的輸出電壓脈寬的大小，從而控制輸出電壓。

電力電子變換器的高頻變壓器內部的磁通在開關脈沖電壓作用下，通常表現為三種變化形態：正向施加電壓磁通增長、反向施加電壓磁通降低和自由續流磁通基本不變。根據組合變壓器的單輸出繞組磁通耦合工作原理，二次繞組匝鏈了三個磁心中的磁通，所以三個一次繞組在磁心中產生的磁通變化方向必須基本相同，這樣輸出繞組匝鏈三路磁心的磁通變化而產生的感應電動勢相互疊加而非相互抵消，以保證輸出電動勢的要求。因此，三單相全橋電路要同步控制。在電網電壓條件下，給出了驅動信號波形以及主要電壓波形，如圖5所示。其中，ua_ac、ub_ac和 uc_ac為三個高頻逆變橋的輸出電壓波形， u2為磁組合變壓器的二次繞組電壓波形。可以看出二次電壓為3個一次電壓疊加之和。

3 AC-DC變換器仿真和實驗分析

本文采用Matlab仿真軟件。根據1.6節所述的數學模型建立磁組合式變壓器的仿真模型。根據第2節的控制方式建立系統仿真模型。

仿真參數：輸入電壓為互差120°幅值為311V的三相交流電，三相三線制三角形聯結，負載為5Ω，輸出電壓為180V，開關頻率為12kHz，變壓器一次繞組自感 LA=LB=LC=10mH，二次繞組自感 L2= 6mH，互感MA=MB=MC=4.5mH。從圖6可以看出，輸入電流的正弦度很高，而且和電網電壓相位一致。圖7為輸入電流的頻譜分析，從圖中可以得出輸入電流的總畸變系數THD約為6%，功率因數在0.99以上。圖8所示為直流母線電壓，其波形為饅頭波。圖9為全橋逆變器的輸出電壓，從圖9可以看出在一個開關周期中，正、負半軸的電壓值相等，輸出電壓的平均值為零，而且逆變器輸出電壓的包絡線為直流母線電壓波形。逆變器輸出電壓的寬度按照正弦規律變化。圖10給出了高頻變壓器一次、二次電流的仿真波形展開圖，可以看出3個一次電流相等，而二次電流與一次電流之間有個匝比關系。圖11為輸出電壓波形，可以看出一個電源周期有6個較小波動，二次繞組的輸出電壓是磁組合變壓器的3個一次電壓疊加后峰谷相抵的結果。

圖5　驅動信號波形以及變壓器一次、二次電壓波形Fig.5 Waveforms of gate driving signals and the primaryside voltage and the secondary-side voltage of transformer

圖6　電網電壓與輸入電流仿真Fig.6 Input voltage and current simulation waveforms

圖7　A相輸入電流的頻譜Fig.7 Input current frequency spectrum simulation of phase A

圖8　A相直流母線電壓仿真波形Fig.8 DC-link voltage simulation waveform of phase A

圖9　A相高頻變壓器的輸入電壓仿真波形Fig.9 Input voltage simulation waveform of phase A of high frequency transformer

圖10　高頻變壓器3個一次電流及二次電流仿真波形Fig.10 The primary-side current and secondary-side current simulation waveforms of high frequency transformer

圖11　負載輸出電壓仿真波形Fig.11 Output voltage simulation waveform

在理論分析和仿真研究基礎上，根據如圖1所示的拓撲結構以及圖5所示的驅動信號，本文設計了一臺功率為 1kW，輸出電壓為 100V，開關頻率為12kHz，輸入濾波電感為500 μH，直流母線濾波電容為2 μF，磁組合變壓器匝比為48∶18的樣機進行原理實驗驗證。圖12依次給出了網側輸入電壓、電流波形、直流母線電壓波形（饅頭波）、磁組合變壓器一次繞組電壓波形以及輸出電壓的波形。經測試輸入電流的 THD在 10%之內，功率因數能達到0.99以上，該拓撲結構能實現自然PFC功能。實驗結果驗證了磁組合變壓器的仿真模型的正確性以及理論分析的正確性。

圖12　實驗波形Fig.12 Experimental waveforms

4 結論

本文提出了基于磁組合變壓器的三相 AC-DC高頻變換器。該拓撲結構是通過磁組合變壓器將三個脈動的功率疊加成恒定的功率。該變換器具有以下主要特點：①該變換器采用了模塊化結構形式，使得電壓應力減小；②該變換器直流母線上的濾波電容采用數微法的薄膜電容，而非電解電容，而且體積相應減小；③該變換器可以實現自然PFC功能；④該變換器引入了三輸入繞組、單輸出繞組的磁組合變壓器，將變換器的輸入級和輸出級耦合在一起，使 AC-DC變換器直接以耦合磁能的形式疊加而非獨立輸出后再以電路的形式疊加輸出，可簡化電路結構。

[1] 高吉磊, 林飛, 鄭瓊林. 基于網壓預測的單相PWM 整流器比例諧振控制[J]. 電工技術學報, 2011, 26(5): 45-51. Gao Jilei, Lin Fei, Zheng Qionglin. Proportionalresonant control of single-phase PWM rectifiers based on grid voltage prediction[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(5): 45-51.

[2] 李和明, 朱曉榮, 石新春, 等. 電流型 PWM 整流器的不平衡控制[J]. 電工技術學報, 2010, 25(7): 86-92. Li Heming, Zhu Xiaorong, Shi Xinchun, et al. A control scheme of current-source PWM rectifier under unbalanced supply conditions[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 25(7): 86-92.

[3] 張容榮, 阮新波, 陳武. 輸入并聯輸出串聯變換器系統的控制策略[J]. 電工技術學報, 2008, 23(8): 86-90. Zhang Rongrong, Ruan Xinbo, Chen Wu. Control strategy for input-parallel output-series converter systems[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(8): 86-90.

[4] Hamdad F S, Bhat A K S. Three-phase single-stage AC/DC Boost integrated series resonant converter[J].IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 2004, 40(4): 1311-1321.

[5] Kim M, Yoo A, Sul S K. A new universal isolated converter for grid connection[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2012, 48(2): 685-695.

[6] Kamnam U, Chunkag V. Analysis and design of a parallel CUK power factor correction circuit based on power balance control technique[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 126(5): 533-540.

[7] Wang C M, Lin C H, Liu C H, et al. High performance single-stage transformer-isolated AC/DC converter[C]//IEEE Transactions on Power Electronics Conference, Sapporo, 2010: 131-136.

[8] Yoo K M, Kim K D, Lee J Y. Single and three-phase PHEV onboard battery charger using small link capacitor[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(8): 3136-3144.

[9] 楊玉崗. 現代電力電子的磁技術[M]. 北京: 科學出版社, 2001.

[10] 索南加樂, 許立強, 焦在濱, 等. 基于磁路特性的三相三柱式變壓器的數學模型及等效電路[J]. 電力系統自動化, 2011, 35(15): 52-54. Suonan Jiale, Xu Liqiang, Jiao Zaibin, et al. Mathematical model and equivalent circuit for three-phase three-limb transformer[J]. Automation of Electric Power Systems, 2011, 35(15): 52-54.

[11] 阮新波. 脈寬調制DC/DC全橋變換器的軟開關[M].北京: 科學出版社, 2012.

[12] 趙濤, 王相綦, 尚雷. 基于移相全橋技術的 PFC三相四線 AC/DC 變換器[J]. 電工技術學報, 2004, 19(4): 70-75. Zhao Tao, Wang Xiangqi, Shang Lei. A novel threephase four-wire AC/DC PFC converter based on PSFB technique[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2004, 19(4): 70-75.

An AC-DC High Frequency Converter Based on Magnetic-Combination Transformer

Li Chunjie1Huang Wenxin1Li Peng2Fan Changxin1
（1. Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China 2. The Chinese People’s Liberation Army 94672 Troops Nanjing 211100 China）

To improve power factor and reliability of AC power supply, an AC-DC power converter based on magnetic-combination transformer is proposed in this paper. Instead of input AC sources in electric form, the proposed converter combines input AC source in magnetic form by adding up the produced magnetic flux from three magnetic cores of the coupled transformers. According to the instantaneous power balancing principle of three-phase circuit and the mutual difference of 120° for three-phase AC source, this topology adopts film capacitor and makes input current sinusoidal. This converter can achieve spontaneous PFC and improve power factor and power density. The simulation and experimental prototype of 1kW verify the theoretical analysis and the feasibility of the converter.

Magnetic flux additivity, magnetic-combination transformer, film capacitor, spontaneous PFC

TM461

李春杰 女，1985年生，博士研究生，主要從事電力電子與電力傳動方面的研究。

E-mail: lcj_85@163.com（通信作者）

黃文新 男，1966年生，教授，博士生導師，主要從事功率電子學與電機控制方面的研究。

E-mail: huangwx@nuaa.edu.cn

江蘇省普通高校研究生科研創新計劃項目（CXLX13_153）和中央高校基本科研業務費專項資金項目資助。

2014-04-17 改稿日期 2014-07-01