基于改進型電壓外環弱磁控制的IPMSM控制器

陳 果

(中山職業技術學院，中山 528040)

基于改進型電壓外環弱磁控制的IPMSM控制器

陳 果

(中山職業技術學院，中山 528040)

以內置式永磁同步電機(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor, IPMSM)為應用對象，研究并實現了電壓外環弱磁控制策略。該控制策略是在矢量控制系統中增加一個電壓外環，該外環的參考值為電壓利用率上限，反饋量為實際電壓利用率，輸出量為弱磁電流id的參考值。研制了一臺30 kW的控制器，給出了詳細的硬件設計和軟件設計過程。通過整車試驗發現了算法中存在的高速弱磁失控問題。應用運動軌跡分析發現弱磁失控的原因在于電流環的限幅環節。提出了基于差異限幅的改進型電壓外環弱磁控制策略，并在整車試驗中驗證了其可行性。

內置式永磁同步電動機；控制器；弱磁；電壓外環；弱磁失控；差異限幅

0 引 言

由于內置式永磁同步電動機(以下簡稱IPMSM)具有寬調速范圍、大轉矩電流比、高功率密度、高效率、高功率因數和低噪聲等優點[1-2]，近年來，在電動汽車中得到越來越多的應用。尤其是對功率密度和效率有著嚴格要求的電動乘用車領域，更是獲得了主要應用[3]。

汽車電機控制器的功能設置應充分考慮整車的運行要求，除起停控制、矢量控制、轉矩控制等基本控制功能外，還加入了提高運行效率的最大轉矩電流比控制[4-6]，滿足寬范圍調速的弱磁控制[4,7-9]，及對電池電壓變化的自適應算法[10]等，以適應汽車電機及其控制器系統調速范圍寬、過載功率和過載轉矩大、動力電池組電壓變化范圍寬等對控制器的特殊要求。

本文研究并實現了電壓外環弱磁控制策略，該算法在傳統的矢量控制算法增加了一個基于電壓利用率的電壓外環，該電壓外環的輸出量直接作為弱磁電流給定，實現寬范圍弱磁運行，并且具有良好的動態響應，滿足電動汽車運行要求。本文設計了一臺30 kW的控制器，并將控制器及電機安裝到整車進行試驗。通過試驗發現，算法存在高速弱磁失控問題。對此，本文提出了一種基于差異限幅的改進型電壓外環弱磁控制策略，并在整車試驗中驗證了該策略的可行性。

1 電壓外環弱磁控制

1.1 原理分析

IPMSM的轉子磁鏈矢量和轉子位置方向相同，因此其矢量控制系統采用dq坐標系，并作如下假設：定子繞組的連接方式為Y型連接；定子磁場近似正弦分布，忽略諧波及磁飽和；忽略磁滯和渦流損耗；忽略轉子的阻尼電阻。基于上述假設，基于dq坐標系的IPMSM的電壓、磁鏈和電磁轉矩方程分別：

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

式(1)～式(5)中:ω為轉子電角速度；Ld,Lq分別為d,q軸電感；Ψf為永磁體磁鏈；Ψd,Ψq分別為d,q軸磁鏈；p為電機極對數；ud,uq分別為d,q軸定子電壓；id,iq分別為d,q軸定子電流；p為微分算子。

電壓外環弱磁控制系統的原理框圖如圖1所示，系統由三相逆變器、旋變解碼器、坐標變換、id電

圖1 電壓外環弱磁控制系統框圖

(6)

(7)

1.2 高速弱磁失控問題

采用上述弱磁控制方案研制了一臺30kW的控制器。在現場試驗時，發現控制器存在高速弱磁失控問題。主要現象：當弱磁深度達到2.2倍以上時，繼續踩整車油門進行加速時，控制器出現保護。示波器顯示弱磁失控時的電壓和電流波形如圖2所示。

圖2 弱磁失控時電壓和電流波形(截圖)

2 改進型電壓外環弱磁控制

2.1 弱磁失控問題原因分析

圖3(a)定義了dq軸坐標系下電機運行軌跡中定子電壓us和定子電流is，同時給出了電壓角θu和電流角θi的定義。圖3(b)為電機理論運行軌跡。OA段，電機運行在最大轉矩電流比(MTPA)跡線上，系統獲得最高運行效率；AB段，電機運行在最大電流圓跡線上，對應最大電流為Imax；BC段，電機運行在最大轉矩電壓比(MTPV)跡線上，系統獲得最高電壓利用率。圖3(b)中，C點對應的弱磁電流Id_max滿足下式：

(8)

(a)定子電壓與電流(b)電機理論運行軌跡

圖3 弱磁失控時運動軌跡分析

經過對高速弱磁失控問題進行深入分析和研究，發現問題的根源在于弱磁運行時運行軌跡被改變。具體的解釋：當轉速上升到一定程度后，即弱磁達到一定深度后，比如2倍以上弱磁，電壓角θu已經擺到一定數值且該數值大于45°。由于系統運行在弱磁區，電流環響應速度受限，當踩油門繼續加速時，id電流環和iq電流環均出現飽和(這一點，通過仿真和上位機監視已經得到驗證)。一旦電流環出現飽和，由于id電流環和iq電流環的輸出限幅值相同，因此電壓角就被限制在45°。由于在高速弱磁運行時，電機反電勢的相位已經上升到45°或更大的相位點，所以當逆變器輸出的電壓相位被鉗位在45°時，逆變器將無法向電機輸出電流，反而會出現電機向逆變器倒灌電流的現象。從觀測的電流波形來看，電流有明顯的階躍，之后電流出現震蕩，系統失控，發生過流保護。

2.2 弱磁失控問題抑制方法

本文采用差異限幅解決高速弱磁失控問題。原始的id電流環和iq電流環的限幅值Ud_max和Uq_max如下：

(9)

(10)

式中:θi_max為最大弱磁電流角，本設計中取為80°。

當出現id電流環和iq電流環同時飽和時，在差異限幅的作用下，電壓角θu不會被鉗位到45°，從而避免運行軌跡被改變導致的高速弱磁失控問題。

3 控制器設計

與控制器匹配的動力電池組額定電壓為320V，電壓波動范圍為250～350V。控制器額定輸出功率為30kW。

3.1 硬件設計

本文所設計控制器的硬件系統框圖如圖4所示。包含緩沖電容、IGBT模塊、電流傳感器、電源板、驅動板和主控板等。硬件設計主要分為核心元器件選擇和硬件電路設計。

圖4 硬件系統框圖

功率回路采用疊層式母線排設計，以減小回路雜散電感和吸收電路的容量，改善控制器的電磁兼容性能。

本設計中，電機額定電流為150A，考慮電機的過載因數(2倍)和模塊手冊建議的紋波因數(1.2倍)，計算得到峰值電流可達到509A，故選用600A/600V的FF600R06ME3模塊，功率模塊的選取是合理的。

主控芯片采用TI公司的TMS320F28335芯片，帶有CAN控制器。旋轉變壓器解碼芯片選用ADI的AD2S1200。

緩沖電容器選用薄膜電容，其容值按下式選取：

(11)

式中：Tsw為設計開關頻率，這里設計為10 kHz；Ipk為交流輸出電流最大值；ε為電壓紋波系數，一般為5%。計算得到緩沖電容器容值為638 μF，實際選用為600 μF/500 V的電容器組。

分包括電源板、主控板和驅動板。電源板為主控板和驅動板提供輔助電源，由兩個板載電源組成，控制芯片均為UC2844。其中，一路18 W電源主要產生控制板用的5 V、12 V、±15 V等穩壓輸出。另一路25 W電源產生6路25 V的驅動電源輸出。

主控板完成電機控制器的矢量控制、各類檢測信號的處理、保護邏輯等。主要包括直流側電壓采樣電路、輸出電流采樣電路、溫度采樣電路、PWM整形輸出電路、IGBT的過流保護信號調理電路、以及旋變解碼電路等。

驅動板實現驅動信號(PWM信號)的隔離和放大。驅動板主要由PC929驅動光耦和驅動管組成。除了驅動功能，驅動板還能檢測IGBT的過流信息，由PC929封鎖驅動信號，并且將過流信息反饋給DSP用于故障報警。

3.2 軟件設計

控制器軟件系統所具有的主要功能及實現方式描述如下：

(1)控制功能：控制器接收整車控制器輸出的轉矩信號，對電動機進行控制。

(2)高效率功率變換：目標是運行效率達到85%的區域占總運行區域的50%以上。通過工程法實現最大轉矩電流比(Maximum Torque Per Ampere, MTPA)控制，從而使得系統能夠基本保持高效運行的狀態。

(3)寬范圍調速功能：采用電壓外環弱磁控制策略實現寬范圍調速，弱磁能力可達3倍以上。

(4)回饋制動功能：根據整車控制器發出的回饋請求，進行制動操作，同時對蓄電池充電。其實現方法是執行制動優先的制動指令，當接受到制動指令時，輸出負轉矩，并根據整車制動踏板的制動深度控制轉矩大小，從而實現能量回收。

(5)控制器保護功能：控制器具備短路、過流、直流過壓、直流欠壓、過熱保護、電機超速保護。

(6)故障自診斷及保護功能：在電機控制器及電機出現故障時，能診斷故障等級，根據故障等級采取不同的處理方式，防止故障擴大。

(7)通訊功能：控制器使用CAN通訊。

軟件系統架構如圖5所示，其中SPI通訊控制AD2S1200，實現電機位置的讀取；CAN通訊用于與整車控制器通信；SCI通訊用于上位機調試；E2PROM用于保存上電初始參數，并記錄重要運行參數；TIME2用于1 ms時間計數。

圖5 軟件系統架構圖

圖6(a)為主程序流程圖。當預充電完成后，控制器開始工作，并響應整車指令。當由于通信故障或其它原因導致控制器接收不到運行指令時，控制器將執行指令回零操作。圖6(b)為主中斷流程圖。進入中斷后首先讀取電機位置信號，并根據整車轉矩指令分別經過坐標變換模塊、MTPA模塊、弱磁控制模塊和SVPWM調制模塊等，最終產生用于下一個中斷周期的PWM寄存器值。

(a)主程序(b)主中斷程序

圖6 主要流程圖

4 實驗驗證

本文所設計的控制器用于控制一臺30 kW的IPMSM，其額定轉速3 000 r/min，額定轉矩95.5 N·m，峰值轉速9 000 r/min，峰值轉矩191 N·m。將該電機及其控制器安裝到某整車廠的一款電動汽車上進行試驗，設計最高行駛速度120 km/h。由于該電動汽車配置了一款減速比為7.55∶1的減速箱，最高時速時對應的電機最高轉速為9 000 r/min。

圖7為額定電壓下，控制器帶額定負載時的工作波形。圖中分別顯示了直流側電壓Udc、交流輸出電壓uuv和三相輸出電流。從圖7中可以看出，三相電流最大偏差為0.5 A，一致性較好。

圖7 實驗波形

實驗結果表明，通過采用MTPA算法可以有效提高系統效率。系統電動運行時最高效率達95.1%，高效區(效率≥85%)范圍為80%；發電運行時最高效率為92.2%，發電高效區(效率≥85%)范圍為65%，兩者均大于要求的50%。

圖8為控制器路試實驗波形(上位機顯示波形)。從圖8上可以看出，電機最高運行轉速標幺值已經達到3(轉速基值為3 000 r/min)，滿足整車運行要求。在弱磁區運行時，實際電壓利用率穩定在電壓利用率上限0.9。

圖8 路試實驗波形

5 結 語

本文以電動汽車為應用背景，研制了一臺30 kW的IPMSM控制器。控制器采用了工程MTPA算法和電壓外環弱磁控制策略，重點分析并解決了電壓外環弱磁控制策略中存在的高速弱磁失控問題。指出了弱磁失控的根源在于弱磁運行時電流環飽和導致運行軌跡被改變，并提出了差異限幅的解決辦法。電壓外環弱磁控制策略具有控制簡單，對電機適應性強等優點。通過整車試驗，本文所研制的控制器具有良好的穩定性和動態響應性，值得在工程應用中推廣。

[1] WU S,REIGOSA D D,SHIBUKAWA Y,et al.Interior permanent-magnet synchronous motor design for improving self-sensing performance at very low speed[J].IEEE Trans. Ind. Appl.,2009,45(6):1939-1946.

[2] CONSOLI A,SCARCELLA G,SCELBA G,et al.Steady-state and transient operation of IPMSMs under maximum-torque-per-ampere control[J]. IEEE Trans. Ind. Appl., 2010, 46(1): 121-129.

[3] 羅德榮，曾智波，黃守道，等.電動汽車用永磁同步電機超前角弱磁控制[J]. 湖南大學學報(自然科學版)，2011,38(3)：40-44.

[4] 金寧治，王旭東，李文娟.電動汽車PMSM MTPA控制系統滑模速度控制[J].電機與控制學報，2011,15(8)：52-58.

[5] 黃鵬，黃雷，苗長云，等. 考慮飽和效應的IPMSM最大轉矩電流比控制[J].電力電子技術，2011,45(2)：41-43.

[6] 廖勇，伍澤東，劉刃.車用永磁同步電機的改進MTPA控制策略研究[J].電機與控制學報，2012,16(1)：12-17.

[7] 郭仲奇，羅德榮，曾智波，等.一種新的內置式永磁同步電機弱磁控制方法[J].電力電子技術，2011,45(3)：44-47.

[8] KIM S-H,SEOK J-K.Finite-settling-steps direct torque and flux control for torque-controlled interior PM motors at voltage limits[J].IEEE Trans. Ind. Appl.,2014,50(5):3374-3381.

[9] 張鵬.永磁同步電動機弱磁調速控制方法的研究[D].天津：天津大學，2007.

[10] 魏克新，陳峭巖.基于自適應無跡卡爾曼濾波算法的鋰離子動力電池狀態估計[J].中國電機工程學報，2014,34(3)：445-452.

Interior Permanent Magnet Synchronous Motor Controller Based on Improved Voltage Outer Loop Flux-Weakening Control

CHENGuo

(Zhongshan Polytechnic,Zhongshan 528040,China)

The voltage outer loop flux-weakening control applying for interior permanent magnet synchronous motor was studied and realized in this paper. The voltage outer loop was added into the space vector control system, and the reference, the feedback and the output of the loop were the limit of voltage utilization ratio, the actual voltage utilization ratio and the reference of flux-weakening currentidrespectively. A 30 kW prototype was built, and the detailed design process of hardware and software was presented. Flux-weakening failure of the algorithm was discovered by vehicle test, and the reason was attributed to the magnitude limitation part by analyzing the movement track. An improved voltage outer loop flux-weakening control based on discrepant magnitude limitation was proposed, and the feasibility was verified by vehicle test.

interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM); controller; flux-weakening; voltage outer loop; flux-weakening failure; discrepant magnitude limitation

2015-11-21

TM341;TM351

A

1004-7018(2016)05-0044-04

陳果(1982-)，男，碩士，講師，研究方向為逆變器設計、電機控制等。