基于PWM-PD的多路輸出直流變換器改進研究

付光杰 史孟麗 牟海維 齊金華

(1.東北石油大學，黑龍江 大慶 163318；2.大慶油田電力集團供電公司，黑龍江 大慶 163000)

多路輸出開關電源在很多復雜的電子系統中都有廣泛的應用，通常將多路輸出開關電源輸出電壓低、輸出電流變化范圍較大的一路作為主電路進行反饋調節控制，以保證當輸入電壓和負載變化時低電壓輸出端的電壓穩定和系統正常工作。當其他參數確定時，一個輸出電壓的變化會引起另一個輸出電壓的變化，出現交叉調整率。在電路的可靠性、效率和復雜性不變的情況下，改善電路的交叉調整率已經成為該領域的研究熱點之一[1，2]。而開關電源要實現大范圍升壓和降壓，且工作效率高，易于控制，正確建模和設計出合理調節器成為開關電源分析和設計的關鍵[3]。筆者采用脈寬調制-脈寬延遲(PWM-PD)技術來實現電路工作在固定的開關頻率下，使用較少的可控器件獲得較多路的可控輸出，同時改善電路交叉調整率，使電路有良好的動態性能。

1 PWM-PD控制方法①

如圖1所示，典型的脈寬調制電路中，給定兩個功率開關管，并給予這兩個功率開關管相同頻率的驅動信號，其中一個開關管的驅動信號滯后于另一個，即控制信號dB滯后于控制信號dA。由于典型的脈寬調制變換器每個控制信號的占空比都是可以單獨控制的，輸出電壓也能進行單獨的控制，因此，通過控制驅動信號就能控制兩路輸出的電壓。在使用同樣兩個開關管時，使用PWM-PD控制技術可以控制三路輸出電壓。如圖2所示，從控制信號dA、dB處產生一個新的不同于dA、dB的控制信號，其中dD取決于dA、dB的延遲時間，電路只需控制驅動信號占空比就能獲得三路輸出電壓，該控制電路可以通過模擬集成芯片實現，也可采用數字控制方式實現。

圖1 MOSFETs門級驅動控制信號

圖2 3路不同輸出變換器門極驅動控制信號

PWM-PD多路輸出技術適用于很多DC-DC拓撲，根據中間的DC-DC變換器功率模塊的不同拓撲結構可分為以下3類：無隔離變壓器的變換器；有變壓器并接有后置調節裝置的變換器，其中又包括變壓器多副邊和單副邊繞組兩種；有變壓器但不接后置調節裝置的變換器[4]。

2 PWM-PD技術的直流變換器

2.1 無隔離變壓器的直流變換器

圖3以無隔離變壓器的直流變換器buck拓撲為例，開關管MA的通斷受圖1中dA的控制，開關管MB的通斷受圖1中dB的控制。

圖3 無隔離變壓器的3路輸出直流變換器

可以看出在buck電路中，輸出端O1(R1，C1)和O3(R3，C3)分別受dA和dB控制，而公共輸出端O2(R2，C2)將受dD+dB控制。在開關管只有MA開通期間，二極管D12導通，輸出端O2(R2，C2)電流通過二極管D12流向負載；開關管只有MB開通期間，二極管D32導通，輸出端O2(R2，C2)電流通過二極管D32流向負載；而開關管MA和MB同時開通期間，二極管D12和D32同時導通，輸出端O2(R2，C2)電流通過二極管D12和D32流向負載[5，6]。因此，每個輸出端由不同的占空比(dA、dB和dD+dB)控制其輸出電壓。這種電路拓撲結構在要求有3路輸出時與普通的控制方式相比減少了一只功率開關管的使用。

2.2 含變壓器但不含后置調節裝置的直流變換器

圖4所示為含變壓器但不含后置調節裝置直流變換器的拓撲結構，它的工作原理與圖3所示變換器的類似。該拓撲結構變換器輸出包含兩個反激變換器和一個正激變換器。

其中反激變換器的輸出O1(R1，C1)和O3(R3，C3)與典型的反激變換器相同，分別受dA和dB單獨控制，而公共輸出端O2(R2，C2)將受dD+dB控制。因此在開關管只有MA開通期間，二極管D2a導通，輸出端O2(R2，C2)電流通過二極管D2a流向負載；開關管只有MB開通期間，二極管D2c導通，輸出端O2(R2，C2)電流通過二極管D2c流向負載；而開關管MA和MB同時開通期間，二極管D2a和D2c都將導通，這時取決于哪只整流二極管有更好的工作條件，電流就由該整流管流出，輸出端O2(R2，C2)電流通過二極管D2a或D2c流向負載。同樣，每個輸出由不同的占空比控制其輸出電壓。這種拓撲結構減少了一只開關管，得到的輸出電壓也可控。

圖4 含變壓器不含后置調節裝置的3路輸出直流變換器

2.3 有變壓器并接后置調節裝置的變換器

圖5所示為利用PWM-PD控制并接有后置調節裝置的直流變換器，這種拓撲結構在變壓器原邊有一個功率開關管(MP)和一個磁芯復位單元，在變壓器副邊裝有PWM-PD控制的多路輸出直流變換器。

圖5 含變壓器和后置調節裝置的4路輸出直流變換器

含變壓器并接后置調節裝置的變換器的工作原理與無隔離變壓器的直流變換器工作原理類似。MA和MB控制輸出端O1、O2和O3，開關管MP用于控制O0。

通過以上分析，可以總結出一種包括前述所有特點的典型PWM-PD直流變換器。在選定電路拓撲結構后，要想增加輸出路數，只需增加PWM-PD控制端即可。這種結構通過控制一個新增加的功率開關管來實現對新增兩個輸出端的輸出控制。如圖6所示，在圖5的拓撲結構中多加一個新的功率開關管M3就能對新的輸出端O4和O5進行控制。

圖6 PWM-PD多路輸出直流變換器

上述幾種PWM-PD多路輸出拓撲有些只能應用于非隔離場合，有些輸出電壓穩定性不高或是存在電路響應速度慢等問題。根據以上問題，筆者提出一種有效的電路改進方法。

3 改進電路

3.1 改進原則及電路

在設計改進PWM-PD控制的直流變換器時，對開關管的控制需要使用同樣的控制方法，要想得到獨立的控制單元，遵循兩條原則：公共端輸出電壓接有濾波；控制信號必須有一部分是重疊的，dAdA，dD>0。筆者對含變壓器不含后置調節裝置的3路輸出直流變換器構建電路拓撲并設計控制電路，如圖7所示。

圖7 3路輸出直流變換器拓撲及控制結構

3.2 電路分析

主電路工作原理與圖4電路工作原理相似，控制電路部分控制模塊由誤差放大器、調節器和一個信號分配塊構成。對控制電路部分采用小信號法進行分析，應用小信號模型對電路進行建模得到如圖8所示連續輸出模式下的小信號模型。

圖8 連續輸出模式下的小信號模型

電路公共輸出端O2工作于連續工作模式，其他輸出端可以工作在連續或斷續工作模式。在圖8的小信號模型中，O1輸出端的電壓是完全獨立可控的。而O2和O3兩個輸出端的電壓VO2和VO3相互影響。如果變壓器T1、T2變比相同時，就能得到完全獨立的公共輸出O2。

表1 連續輸出小信號模型控制傳遞函數

4 實驗

根據圖7所示的3路輸出有變壓器不接后置調節裝置的直流變換器構建實驗電路。變壓器選擇飛利浦公司的RM8系列，變比選擇NA3/NA1=1.0、NB3/NB1=1.0、NA2/NA1=NB2/NB1=0.5，開關頻率選擇330kHz，其他器件參數見表2。

表2 電路模型參數

通過對系統進行調試，得到不同輸入電壓下的輸出電流，見表3。

表3 不同輸入電壓下的輸出電流 A

注：輸出端電壓O1端為+12V，O2端為+5V，O3端為-12V。

圖9所示為在3個不同輸入電壓下對額定負載的控制信號波形圖，兩個功率管可以看到MA和MB兩個功率管的控制信號有重疊。當輸入或輸出電壓變化時，MA和MB兩個功率管的控制信號滿足設計改進的占空比和延遲時間的要求。

調整率是評估多路輸出開關電源的重要性能指標之一。在不同輸入和輸出電壓實驗中得出的輸入電壓調整率、負載調整率和交叉調整率見表4。從實驗結果可以看出，這些調整率都在0.5%以下，系統表現出了良好的輸出特性。

圖9 不同輸入電壓下兩個功率管對額定負載的控制信號波形圖

表4 輸入電壓、負載、交叉調整率實驗結果 %

圖10為額定負載時變壓器輸入電壓波形、MA、MB的控制信號波形和二極管的電流波形。

1——變壓器T1副邊電壓； 2——濾波電壓；3——變壓器T2副邊電壓

圖10 額定負載下各元件的信號波形

圖11為當負載從0突變到50%額定負載時輸出電壓的瞬態響應波形。圖11a為O1輸出端的負載從0突變到滿載的50%時，O1、O2、O33個輸出端的瞬態響應，可以看出此時只有O1的輸出電壓電流受到影響，O2和O3輸出端基本上沒有變化；圖11b是O2輸出端的負載從0突變到滿載的50%時，O1、O2、O33個輸出端的瞬態響應，可以看出O2受到沖擊，O3只有很小的波動，O1輸出不受影響；圖11c是O3輸出端的負載從0突變到滿載的50%時，O1、O2、O33個輸出端的瞬態響應，可以看出只有O3輸出端受到影響。從圖11可以看出系統具有良好的獨立輸出。

圖11 不同負載時輸出電壓的瞬態響應波形

從圖10、11的波形圖可以看出輸出端的電壓在負載階躍變化時，電壓波動幅度小，且能在較短時間內恢復平穩值，說明電路具有良好的輸出特性和帶負載能力。從實驗結果可以看出輸出電壓在負載電流穩定后調整值很小，對于不同的輸入電壓和輸出電壓，PWM-PD控制的多路輸出直流變換器的調整率都得到有效降低，負載效應優于其他控制方式的變換器。

5 結束語

交叉調整率是評估多路輸出開關電源性能指標之一。對傳統的多路輸出控制技術，輸出精度不高的場合，低成本的無源調節方式可以滿足設計要求。隨著通信、數字處理技術的發展，輸出調整率好的大功率多路輸出變換器越來越受到業界的歡迎。筆者提出的基于PWM-PD控制技術的改進多路輸出變換器控制簡單、所需元件少、效率高、交叉調整率好，其研究對未來多路輸出技術的發展和應用奠定了基礎。