機載平臺下功率級驅動及PWM 死區控制的研究

周俊鵬，李 焱

(長春工業大學，長春130012)

0 引 言

PWM 即脈寬調制技術，是指采用電子開關將輸入調制器的電壓進行寬度調制。為防止同一橋壁上兩只功率管同時導通，死區的設置就顯得格外重要。DSP+CPLD 在級聯H 橋配電網靜止同步補償器的應用，但并沒有具體的死區設置方法［1］。無刷直流電機的三環控制應用廣泛，從整體對三環控制綜合描述，卻沒有給出具體的功率級和死區的控制策略［2］。根據雙DSP 的雙PWM 變頻器在控制上相對獨立而又緊密聯系的特點，提出了一種基于雙定點DSP 的雙PWM 變頻器控制平臺設計方法。該平臺可以滿足雙PWM 變頻器不同控制算法對控制板的硬件需求，同時兼顧其通用性，然而沒有提到死區方面的性能［3］。在雙PWM 變頻器系統研究與設計分析中，只有在電網方面籠統的說明，沒有在電機控制方面的介紹［4］。運動控制器使用DSP + CPLD 結構，實現了直線插補的兩級插補。粗插補采用時間分割法，由DSP 軟件完成;精插補采用DDA 法，由CPLD 硬件完成，提高了插補精度和輸出脈沖頻率，改進了傳統的分割算法，保證分段坐標增量的均勻性，可是單從理論出發，沒有應用在工程中［5］。DSP和CPLD 的伺服控制器，應用于某光電系統的控制部分，雖然有工程應用價值，但沒有提到在產生PWM 波性能方面的說明［6］。DSP +CPLD 開關磁阻電機控制系統應用在電動汽車方面，沒有談到死區方面的問題［7］。用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦波為思想，單從軟件與仿真方面達到理想PWM 波，可是具體實際應用方面未知［8］。基于雙閉環控制的單相PWM 整流電路中，雖然提到了死區發生電路，但詳細的精度與準確度方面卻未得到體現［9］。基于MCS -51 單片機的一種帶死區的PWM 脈沖調制方法，展現了PWM 波產生方法，但死區固定，并不具有代表性［10］。Proteus 中的直流電機PWM 調速系統中，也僅僅是單純的仿真，死區沒有體現，沒有工程應用背景［11］。PWM 波中調整占空比就可以得到不同的平均電壓。本文將介紹DSP數字信號處理器產生的PWM 詳細過程，并針對DSP 的死區寄存器設置只有幾種固定頻率，而且不能方便得到準確的整微秒，用CPLD 設置死區加以改進可得到精確的整微秒。試驗表明精確程度僅有0.2 μs 的誤差。

1 PWM 波形產生原理

從圖1 中可見，(NTxPR+1)×fT=T(所需周期)。

圖1 通用定時器連續增計數模式

從圖2 中可知，占空比低有效時為NCMPRx，高有效時占空比為［(NTxPR+1)-NCMPRx］/(NTxPR+1)。如果需要死區控制，則相應的死區控制寄存器中對應為設置適當的值。例如EvaRegs. DBTCONA. all= 0x0A74(死區定時器1、2 使能;死區定時器32 分頻)。前述的fsys=75 MHz，則死區時間t =32 ×10/75 μs=4.3 μs。根據上升沿要延遲一個死區時間，則PWM 波形如圖3 所示。

圖2 連續增計數模式下的通用定時器比較輸出

圖3 帶死區的PWM 波形圖

由以上死區設置可知，DSP 設置的死區通過繁瑣的計算不能方便得到整微秒。采用CPLD 設置可得到整微秒。

2 CPLD 產生帶死區的PWM 波原

由DSP 產生800 Hz(PWM1)占空比1∶ 4 的周期信號和PWM3 方向信號，送入CPLD 中，得到PWME1(C)，PWME2(D)，PWME3 (A)，PWME4(B)四路信號，供給功率級來控制電機。表1 和表2為理論分析四路PWM 信號波形。

表1 理論分析正向PWM 信號波形

表2 理論分析反向PWM 信號波形

圖4 中在Quartus II 中設置pin_name 為16 MHz，經過16 分頻器后得到周期為1 μs 的基準波，經過6 個D 觸發器就可到得6 μs 死區，所以只需增加或減少D 觸發器，就可靈活方便地得到PWM 的死區。IOINPUT06，IOINPUT07 置1，PWM1 設置為800 Hz，PWM3 置1，可得A，B，C，D 四路仿真波形圖，如圖5 所示。

圖4 6 μs 死區設置PWM 邏輯電路

圖5 四路PWM 仿真波形圖

從圖5 中可見，PWME1 與PWME3 前沿相差6 μs 的死區，PWME2 為高電平，PWME4 為低電平。在Quartus II 中按上述方法設置PWM3 置0，其余設置不變，可得到圖6 仿真波形圖。

圖6 四路PWM 仿真波形圖

從圖6 中可見，PWME2 與PWME4 前沿相差6 μs 的死區，PWME1 為高電平，PWME4 為低電平。上述仿真結果與表1 和表2 所列理論分析完全一致。

3 功率級驅動電路

將CPLD 產生的A，B，C，D 四路帶死區的PWM信號送入圖7 的DRV2A，DRV1A，DRV2B，DRV1B中，經過4505 隔離放大反相后送入PM75CSE060中，在PN 端加上40 V 直流電壓，在U(+)，V(-)兩端用示波器得到波形如圖8、圖9 所示。IPM 的Fo在欠壓、短路、過流和溫度過高時輸出低電平可設計作為電路故障監測端。

圖7 功率驅動電路

從圖8 和圖9 中可看到，PWM 波形前端稍帶尖峰，可提高電機帶載能力及其響應的快速性。

圖8 正向PWM 波形

圖9 反向PWM 波形

從圖10 的示波器中可看出，從功率級端輸出PWM 波形死區為5.8 μs，非常準確，完全滿足快速反射鏡所需單極性PWM 波所需的死區要求。

圖11 為本工程實際的伺服控制電路板和功率級電路板。

圖10 實測PWM 波形死區

圖11 伺服控制板加功率級驅動板

4 結 語

此快速反射鏡的功率驅動電路PWM 波死區要求大于5 μs，實測死區時間5.8 μs，完全滿足機載平臺下對PWM 波形的需要。死區時間不易設置過大，否則影響電機起動時間，使系統滯后，穩定裕度降低影響系統穩定性;同時稍帶尖峰的PWM 波形能夠提高電機驅動能力。此方法在實際應用中方便、可行、有效，能夠滿足某項目PWM 波形死區精度方面的需要。本文對功率驅動具有很好的通用性和借鑒性。

［1］ 張艷梅，茍銳鋒，楊曉平，等.DSP+CPLD 在級聯H 橋配電網靜止同步補償器的應用［J］.南方電網技術，2012，6(6):72-77.

［2］ 張愛軍，程時兵，朱軍偉，等.DSP+CPLD 的無刷直流電機三環控制設計［J］.電力電子技術，2012，46(11):106 -108.

［3］ 尹璐，趙爭鳴，魯挺等.基于雙DSP 的雙PWM 變頻器控制平臺設計［J］.電力自動化設備，2013，33(11):148 -153.

［4］ 劉玉娥.雙PWM 變頻器系統研究與設計分析［J］. 電力電子，2013(20):206.

［5］ 勞奇成，王義智，李武. 基于DSP 和CPLD 的運動控制卡插補器設計［J］.機床與液壓，2014，42(4):92 -94.

［6］ 秋亞.基于DSP 和CPLD 的伺服控制器設計［D］.西安:西安工業大學，2013.

［7］ 張超，全力，朱孝勇，等. 基于DSP +CPLD 的車用開關磁阻電機驅動控制系統的設計［J］.電機與控制應用，2013，40(1):13-16.

［8］ 妖鴻強，陳榮榮.基于FPGA 的正弦波PWM 信號發生器的設計［J］.江南大學學報，2012，11(3):286 -289.

［9］ 唐夢嫻，鄢立. 基于雙閉環控制的單相PWM 整流電路設計［J］.儀表技術，2014，1(1):27 -30.

［10］ 張超，胡順杰. 基于MCS -51 單片機的一種帶死區的PWM脈沖調制方法［J］.電源世界，2014，26(4):26 -29.

［11］ 袁戰軍.基于Proteus 的直流電機PWM 調速系統研究［J］.電子設計工程，2013，21(5):113 -116.

［12］ WANG G L，XU D G，YU Y.A novel strategy of dead-time compensation for PWM Voltage -Source Inverter［C］//23rd Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.2008:1779 -1783.