隔離型DC/DC變換器的嵌入式濾波設計

李方正，王全東，羅宏浩，孟憲波

(裝甲兵工程學院控制工程系，北京100072)

DC/DC變換器有隔離型和非隔離型2種形式。隔離型變換器以其輸出端與輸入端隔離、可多路輸出、電壓調節范圍大等諸多優點，在計算機、辦公自動化、工業儀器儀表等設備和軍事、航天、通訊等領域得到了廣泛的應用。但是，隔離型DC/DC變換器輸入電流是脈動且斷續的，會引起諧波污染、電磁干擾等諸多問題［1］。一般的解決方法是在變換器輸入端增加一個LC低通濾波器［2］，該方法在一定條件下可以實現電流的連續，但會顯著降低系統的功率密度，變換器的成本和設計難度也隨之增加。一種更為有效的方法是利用隔離變壓器的漏感［3-4］，將該漏感與在電路中合適位置加入的電容構成輸入濾波器，從而實現輸入電流的嵌入式濾波。該方法不但可以在不需要輸入電感的情況下保證變換器輸入電流的連續，而且可以將變壓器漏感中的能量加以利用，進一步簡化了拓撲，同時提高了變換器的效率和功率密度。

近年來，基于嵌入式濾波的隔離型DC/DC變換器的全橋［5］、正激［6-7］、推挽［8］等拓撲相繼被提出，都取得了比較好的效果。但是，現有的研究大部分是針對特定電路拓撲的分析，沒有涉及到嵌入式濾波器的一般設計方法，限制了嵌入式濾波變換器的工程應用。本文對嵌入式濾波的原理進行了分析，提出了此類變換器中隔離變壓器和耦合電容的參數設計方法，為嵌入式濾波電路設計提供了參考。

1 嵌入式濾波原理

嵌入式濾波全橋變換器電路拓撲如圖1所示［5］。與傳統的變壓器隔離全橋變換器的主要區別在于:隔離變壓器的原邊設計為Lp1-1、Lp1-2、Lp2-1、Lp2-2四個繞組;另外，為了配合嵌入式濾波功能的實現，電路中加入了Cr1、Cr2兩個交叉耦合電容和Dv1、Dv2兩個鉗位二極管。

圖1 嵌入式濾波全橋變換器電路拓撲

當 S1、S2處于導通狀態，S3、S4處于關斷狀態時，除了Vin-Lp1-1-S1-S2-Lp1-2的主電流通路外，還存在Cr1-S1-S2-Lp1-2-Lp2-2和Cr2-Lp2-1-Lp1-1-S1-S2兩條由交叉耦合電容通過開關管與變壓器繞組形成的回路，如圖2所示，將交叉耦合電容存儲的能量向負載傳遞。此時，4個繞組上的電壓都為Vin/2，顯然，2個交叉耦合電容 Cr1、Cr2以及開關管S3、S4的寄生電容C3、C4上的電壓都為直流側電壓Vin，極性如圖2所示。

圖2 S1、S2導通穩態的電路

嵌入式濾波全橋采用雙極性控制時的主要工作波形如圖3所示，其中:VGS為開關驅動信號;VLp為繞組電壓，取變壓器繞組同名端為電壓正方向;VCr為交叉耦合電壓;VDS為開關管端電壓;iin為輸入電流。

圖3 嵌入式濾波全橋變換器輸入電流波形

S1、S2在 t1時刻關斷，使得流過 D1的電流減小，為了維持Lf的電流，t1時刻D2開始導通，此時，D1、D2同時導通，將變壓器原副邊電壓鉗位為零。變壓器原邊漏感與交叉耦合電容Cr1、Cr2構成了LC濾波器，如圖4所示。該嵌入式濾波器可以在開關管全部關斷的情況下，仍維持變換器有輸入電流，這是嵌入式濾波變換器實現輸入電流連續的根本原因。

圖4 嵌入式濾波回路

2 嵌入式濾波拓撲設計

嵌入式濾波變換器主電路拓撲設計的關鍵是確定隔離變壓器和交叉耦合電容在拓撲中的位置。結合嵌入式濾波半橋變換器的主電路拓撲的設計，傳統隔離型DC/DC變換器進行嵌入式濾波改造的方法如下。

1)確定變換器的正、反向勵磁回路。嵌入式濾波的核心思想就是利用變壓器的電感及漏感，因此，首先要找出勵磁回路及漏感分布，半橋變換器的正、反向勵磁回路如圖5所示，為簡單起見，僅給出了變換器的原邊回路。

圖5 半橋變換器正、反向勵磁回路

2)拆分變壓器原邊為4個繞組，按非同名端相連的方式接入正、反向勵磁回路中，將開關管置于兩繞組之間。需要注意的是，正、反向勵磁的繞組同名端是相反的。半橋變換器的繞組分配和開關管位置如圖6(a)、(b)所示。

3)連接交叉耦合電容。為了與變壓器電感及漏感構成回路，尤其是在開關管關斷的情況下構成回路，一個交叉耦合電容應接在正向勵磁回路中連接正母線繞組的下端與反向勵磁回路連接負母線繞組的上端之間;另一個交叉耦合電容則接在正向勵磁回路中另一繞組的上端與反向勵磁回路中另一繞組的下端之間。半橋變換器的交叉耦合電容位置如圖6(c)所示。

4)對電路進行相應的簡化和優化。例如，全橋電路中加入了鉗位二極管Dv1，2，如圖1所示，其目的在于均衡同一橋臂開關管電壓，避免分壓不均造成的開關管過壓。對于半橋電路，從圖6(c)可以看出:由于電容Cr2并聯與2個同名端相連的耦合繞組，其上的電壓始終為0 V，無法與漏感組成濾波回路，因此該電容可以省略。顯而易見，此時的Lp1-2和Lp2-1繞組可以簡化，最終的帶嵌入式濾波半橋變換器的拓撲如圖6(d)所示。

圖6 嵌入式濾波半橋變換器拓撲設計

3 隔離變壓器和交叉耦合電容參數設計

隔離變壓器和交叉耦合電容的參數設計是關系到嵌入式濾波實現的關鍵。由于隔離變壓器的漏感無法精確控制，所以在參數設計時需先對隔離變壓器進行設計和繞制，根據實測的漏感值計算所需的耦合電容大小。

3．1 隔離變壓器變比設計

濾波型變換器隔離變壓器的設計與傳統隔離型變換器的主要區別在于變壓器原副邊的繞組數和變比。

變壓器副邊電壓的最小值為

式中:Vo(max)為輸出電壓最大值;VD為二極管導通壓降;VLf為濾波電感壓降;Dsec(max)為隔離變壓器副邊電壓整流后最大占空比。

變壓器變比為

對于原邊四繞組、副邊兩繞組的變壓器，原副邊繞組匝數分別為 NP、NS，則有

式中:V'Cr為耦合電容電壓峰值;

假設交叉耦合電容電壓波動為0．5%，為了保證輸入電流的連續，必須滿足

對于原副邊均為兩繞組的變壓器，則有

由此可求出Cr的最大值，而輸入電流紋波隨Cr的增加而減小，所以交叉耦合電容取此最大值即可。

按照變換器功率初選磁芯，由磁芯手冊可以確定最高工作磁感應強度Bm，副邊匝數為［9］

4 試驗驗證及分析

式中:Ae為磁芯的有效導磁截面積;fs為開關頻率。

變壓器磁芯、導線線徑、每匝股數的計算與傳統的隔離型DC/DC變換器變壓器的設計方法是一致的。

為了驗證上述拓撲，基于PSIM軟件對嵌入式濾波半橋變換器進行了仿真分析。參數設置及仿真模型分別如表1和圖8所示。

3．2 交叉耦合電容設計

輸入電流的紋波大小與隔離變壓器的漏感及交叉耦合電容密切相關，本文以嵌入式濾波半橋拓撲為例進行設計。

當濾波電感Lf電流連續時，有

表1 仿真參數設置

式中:D為開關管占空比。輸入電流的有效值為

在S1、S2關斷期間，變壓器原邊漏感和耦合電容形成如圖7所示的等效濾波回路，其中Lp1漏、Lp2漏為原邊繞組漏感。

圖7 等效濾波回路

圖8 嵌入式濾波半橋變換器仿真電路

0-時刻，Vin、iin的穩態值為 Vin(0-)=Vin，iin(0-)=Iinrms，VCr(0-)=Vin。

0時刻形成如圖7所示的二階回路，輸入電流iin在有效值附近上下波動，經計算，其最小值為

其工作原理與嵌入式濾波全橋變換器類似，仿真波形如圖9所示。

由仿真結果可知:耦合電容Cr電壓在Vin附近小范圍波動，其與變壓器的漏感構成了嵌入式LC濾波器，使得變換器的輸入電流連續。

為了進一步驗證半橋拓撲的可行性，搭建了如圖10所示的原理樣機試驗平臺。

圖9 嵌入式濾波半橋變換器仿真波形

圖10 嵌入式輸入濾波半橋變換器試驗平臺

開關管驅動信號、整流后副邊電壓(Vrect)、輸入電流及開關管耐壓波形如圖11、12所示，輸入電流連續，在有效值附近小范圍波動，與傳統半橋變換器斷續且呈脈沖型的輸入電流相比，在電磁兼容、變換器損耗等方面有顯著優勢。

圖11 滿載條件下驅動及輸入電流波形

5 結論

圖12 開關管驅動及漏源極電壓波形

本文闡述了將傳統隔離型直流變換器進行嵌入式濾波設計的方法，提出了一種輸入電流連續的新型半橋變換器拓撲，該電路的仿真結果和原理樣機試驗波形表明變換器實現了輸入電流的連續，設計方法及拓撲的可行性得到了有效驗證。研究結果為嵌入式濾波電路的設計提供了參考。

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［7］ Leu C S．A Novel Forward Configuration for Off-line Applications:Two-switch Built-in Input Filter Forward Converter(2SBIFFC)［C］∥IEEE Power Electronics Conference．Dallas，TX:IEEE，1996:1305-1340．

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