高效率音頻功率放大器的設計

摘 要：本文是基于高效率的音頻功率放大器出發，從功放類型的選擇，D類功放的構成、PWM調制原理及具體電路的設計等多方面進行了具體的設計分析，并具體制作，設計調試效果理想，是一款很理想的音頻功率放大器。

關鍵詞：高效率；音頻；功率放大器；PWM調制

中圖分類號：TN722.75 文獻標識碼：A 文章編號：1674-7712 （2013） 14-0000-01

一、引言

音頻功率放大器是指用于向揚聲器提供功率的放大電路，是多級放大電路的最后一級。要求具有較高的輸出功率和較大的輸出動態范圍，衡量其性能好壞的主要指標有頻率特性、時間特性、信號噪聲比、最大輸出動態范圍、最大功率和效率，其中最大輸出功率和效率主要由功率放大器實現。傳統的功率放大器主要有A（甲）類、B（乙）類、AB（甲乙）類和C（丙）類，一般的小信號放大都是甲類功放，其能量轉換效率很低，理論效率最高才25%；乙類功放理想效率高達78.5%，但實際電路都要略加一點偏置，構成甲乙類，實際效率僅為50%左右；C類功放一般用在高頻發射電路中，雖然效率可以更高，但電路復雜、音質更差，音頻放大中一般都不采用。在汽車功放、筆記本電腦、手機等小型便攜式音響設備的音頻系統和專業超大功率功放場合，以上類型的功放因效率偏低不能令人滿意。D（丁）類音頻功率放大器是受高頻脈寬調制（PWM）脈沖信號的控制，使其工作在開關狀態，其理論效率為100%，實際可達80%～95%；其不足之處是易產生高頻干擾及噪聲，本文通過精心設計低通濾波器及合理選擇元件參數，其音質效果完全能與A類線性功率放大器相比擬。

二、D類功放的構成

本文設計的D類功放由放大與增益控制電路、三角波發生器、比較器、開關放大電路和低通濾波器構成。輸入的音頻信號先經增益可變的放大器放大，并變換成大小相同、相位相反的差分信號。這兩路信號分別與三角波發生器產生的三角波進行比較，比較器輸出頻率與三角波相同，但占空比與音頻幅度對應的脈沖信號、音頻信號的幅度與脈沖波的占空比成比例。兩路信號驅動橋式互補高速開關電路，并用LC低通濾波器將高頻成分濾除，最后在負載上實現功率合成，恢復音頻信號。原理框圖如圖1所示。

三、基于三角波調制法的PWM調制原理

三角波調制法是建立在每個特定時間間隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上發展起來的一種脈寬調制法。

為了得到接近于正弦波的脈寬調制波形，將正弦波的一個周期在時間上劃成偶數N等份，每一等份的脈寬都是2π/N。這樣就可以分別計算出在各個時間間隔中正弦波所包含的面積。在每一個時間間隔中，都可以用一個脈寬與之對應的正弦波所包含的面積相等或成比例，但其脈沖幅度都等于U△m的矩形波電壓脈沖來代替相應的正弦波部分。這樣的N個寬度不等的脈沖就組成了一個與正弦波等效的脈寬調制波形。假定正弦波的幅值為Um，等效矩形波的幅度為U△m，則各矩形脈沖波的寬度δi為：δi= = =

式中 ，i=1，2，3，…

βi是各時間間隔分段的中心角，也就是各等效脈沖的位置中心角。從中表明，由能量等效法得出的等效脈沖寬度δi與分段中心角βi的正弦值成正比。

用三角波調制，設三角波的頻率f與正弦波的頻率f之比為N（載波比），為使輸出波形為奇函數，N應為偶函數。假定在正弦波大于三角波部分產生的脈沖中心位置在每一段脈沖的中心位置在每一段脈沖的中心位置，并以βi表示，則βi為：

上式說明，當在波比N固定，且N≥20時，在比較器輸出端產生矩形脈沖，其寬度正比于正弦波和三角波幅度之比，也正比于段中心角βi的正弦值。如圖2所示。

四、各功能模塊的設計

傳統的PWM方案是采取兩路輸出脈沖相位相反的方式，無信號輸入時，輸出負載為揚聲器。不加濾波器時，零輸入時的負載電流較大，導致負載上的損耗大，降低了放大器效率。而本文設計的D類功放則是使每路輸出電壓仍從0V至VDD，無信號輸入時，兩路的輸出電壓同相，通過負載的電壓近似為0V，此時負載電流極小，從而靜態功耗很小。

（一）三角波發生器電路

音頻信號范圍是20Hz～20KHz，如果三角波頻率選擇較低，對無源LC低通濾波器的元件要求就高，結構復雜。頻率較高，輸出波形的鋸齒小，更加接近原波形，而且可以用低數值、小體積和精度要求相對差一些的電感和電容來制成濾波器，造價相應降低。但此時晶體管的開關損耗會隨頻率上升而上升，無源器件中的高頻損耗、射頻的聚膚效應都會使整機效率下降。過高的調制頻率還會出現射頻干擾，所以調制頻率也不能高于1MHz。同時，三角波形的形狀、頻率的準確性和時鐘信號的抖晃都會影響到以后復原的信號與原信號不同而產生失真，故取三角波的頻率為150KHz。選用了雙運放NE5532構成三角波發生電路，如圖3所示。

U2A與R5組成施密特觸發器，U2B與C組成積分電路。施密特觸發器實際上由一電壓比較器組成，其產生的方波高電平電壓為+，低電平電壓為0，積分電路的輸入為方波時，輸出是一上升速率與下降速率相等的三角波。對于圖所示電路參數，有：

三角波輸出幅度為：VOUT=VCCR2/R5=0.45V

三角波輸出頻率為：f=R5/（4R1R2C）=159KHz

（二）放大與增益控制電路

該電路將輸入的單端音頻信號轉換為相位相反的雙端信號，使用高精度低漂移的運放TL062來實現，如圖4所示。

（三）PWM控制器

PWM控制器對音頻信號的調制，是以音頻信號為基準信號，與頻率為150KHz左右的三角波進行比較，得到占空比隨音頻幅度變化的脈沖信號。為了使電路能在低電壓功耗下工作，選用了LM393作為比較器，其正常工作電壓可以低到2V，且功耗小，驅動能力強。LM393的3、5腳為音頻信號輸入端，分別輸入放大與增益控制電路輸出的相位相反的音頻信號。輸入音頻信號電壓為0時，輸出占空比小于50%的脈沖波。輸入信號電壓為正時，一路輸出為占空比大于50%的脈沖波，另一路輸出占空比小于50%的脈沖波；輸入信號電壓為負時，則相反。PWM控制器在IN1輸入為正時的輸出脈沖波形如圖5所示。

（四）高速開關H橋電路

由于工作在開關狀態，輸出管的功率損耗極低，效率可以達到很高。對功放管的選擇主要考慮開關響應和飽和壓降，飽和管壓降小不但效率高，功放管的散熱結構也能得到簡化。電路如圖6所示，經調制后的信號從IN1和IN2輸入，T5～T8為前級驅動電路，選擇9012、9013對管，其驅動電壓較大，完全可以驅動VMOS管IRF9540及IRF540。VMOS管的開關速率極高，開啟電壓高，抗干擾能力強。該電路為橋式推挽輸出，RL為8Ω的假負載。當音頻電壓為正時，OUT1、OUT2對地輸出波形和負載兩端電壓波形如圖所示。當音頻信號為一正弦波時，其脈沖寬度隨音頻電壓的增大而變寬。當音頻電壓為負時，VOUT1占空比小于50%，VOUT2占空比大于50%，所以為一負脈沖波，其脈沖看度隨負載音頻電壓絕對值的增大而變寬。當音頻電壓為0時，VOUT1和VOUT2占空比均為50%，所以VRL=0，無電流通過。

（五）信號變換電路

電路要求增益為1，將雙端變為單端輸出，運放選用寬帶運放NE5532，電路如圖7所示，由于功放的帶負載能力很強，故對變換電路的輸入阻抗要求不高，選R1 = R2 = R3 = R4 = 20KΩ。其增益為Au = R3/R4 =1，其上限頻率超過20KHz的指標要求。

還有一個與音質有很大關系的因數就是位于驅動輸出與負載之間的無源濾波器。該低通濾波器工作在大電流下，負載就是音箱。實際證明，當失真要求在0.5%以下時，用二階Butterworth最平坦響應低通濾波器就能達到要求。如要求更高則需用四階濾波器，這時成本和匹配等問題都必須加以考慮。

參考文獻：

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[作者簡介]譚本軍（1974.12-），男，湖南人，張家界航空工業職業技術學院，學招團直屬黨支部書記兼學工部副部長，講師，學士，研究方向：電子技術、高教管理。