三相四橋臂逆變電源控制策略

余 雷，肖蕙蕙，李 山

(重慶理工大學電子信息與自動化學院，重慶 400054)

傳統的三相三橋臂逆變電源拓撲結構簡單、功耗小、逆變效率高，但當三相的負載不對稱，或者承受大量的非線性負載時，就會使三相電壓產生畸變，影響三相電壓對稱輸出［1］。隨著三相負載不平衡的普遍應用，三相四線制逆變電源也逐漸被廣泛使用。目前，使用最多的是帶NFT的三相逆變電源，這種結構在輸出端增加了中點形成變壓器(neutral formed transformer，NFT)，構成了變比為1的自耦變壓器，如圖1所示。

圖1 帶NFT的三相逆變電源

NFT的次級繞組的星形接法給不對稱負載所產生的中性電流提供一個回路來抑制三相不平衡。但NFT的體積、質量隨系統容量以及負載不對稱程度的增加而增加，繞線與接線工藝更加復雜，NFT的自身功耗也降低了整機效率。

為了解決逆變電源供電系統帶不平衡負載引起的電壓畸變和降低整機成本、提高效率等問題，在圖1所示的電源中加入一對新的橋臂構成中點來代替NFT，將此橋臂的引出線與三相輸出公共點連接構成中線，從而構成三相四橋臂逆變電源［2-3］，如圖 2 所示。

圖2 三相四橋臂逆變電源

通過增加的這對橋臂，直接控制中性點電壓，并且產生中性點電流流入負載。增加了一對橋臂，也就增加了一個自由度，使三相四橋臂逆變電源具有3個獨立的可控電壓，從而有能力在不平衡負載下維持三相電壓的對稱輸出。

1 三相四橋臂逆變電源狀態分析

三相四橋臂逆變電源可以看成3個單相逆變器的組合，VT1、VT2、VT7、VT8 構成 A 相逆變器，同理，VT3、VT4、VT7、VT8 構成 B 相逆變器，VT5、VT6、VT7、VT8構成C相逆變器。3個單相逆變器共用VT7和VT8組成的這對橋臂。三相四橋臂逆變電源的拓撲結構有4對橋臂，每對橋臂有2種開關方式，即上管導通、下管關斷或者下管導通、上管關斷，4對橋臂一共組成16種開關組合狀態，由圖2可以看出，各對橋臂的開關狀態用狀態符號 Si表示［4］。

式中:i=A，B，C，N，分別代表 A相、B 相、C 相和N相。

三相四橋臂逆變電源各狀態及處于此狀態的各相電壓值，如表1所示。

表1 三相四橋臂逆變電源狀態表

由表1可以看出，0000和1111兩種開關狀態是一樣的，這2種開關狀態下，三相電路處于自由續流狀態，所以三相四橋臂逆變電源一共有15種有效的開關狀態。表1中的VAN、VBN、VCN為三相輸出電壓，當SN的開關狀態為1，A、B、C三相任意一相開關狀態為0時，則該相輸出電壓為反向電壓-E;當SN的開關狀態為0，A、B、C三相任意一相開關狀態為1時，則該相輸出電壓為正向電壓+E。

2 3D-SVPWM調制

3D-SVPWM即三維空間矢量脈寬調制，其主要思想是以三相對稱正弦波電壓供電時三相對稱電動機定子理想磁鏈圓為參考標準，以三相逆變器不同開關模式作適當的切換，產生不同的電壓矢量控制實際輸出的磁鏈矢量，使其軌跡逼近圓形［4］。在三相四橋臂逆變電源的空間矢量調制中，普遍方法是將a-b-c靜止坐標系轉換為αβ-γ旋轉坐標系，由于增加了一個橋臂，參考電壓矢量軌跡由二維變為三維，實際上這種變換增加了控制的復雜程度，而在a-b-c靜止坐標系下進行空間矢量合成可以省去坐標系變換中復雜的矩陣變換，其方法更為簡單［5］。

將表1的16種開關狀態分別表示為16個開關矢量，如表2所示。

表2 開關狀態與開關矢量對應表

圖3 逆變器a-b-c坐標系下開關矢量圖

由圖4得，所有開關矢量與坐標軸平行或成45°角，因此可以用平面和將控制區域分割成24個空間四面體。每一個空間四面體由2個零矢量和3個非零矢量構成，由此來判斷給定參考電壓矢量的位置。

為了使判斷簡單化，做如下定義:

確定了24個空間四面體，需計算出3個非零矢量和零矢量所對應占空比，其中零矢量的作用時間d0=1-d1-d2-d3，共2個零矢量分別作用時間d0/2。非零矢量作用時間

對于任意時刻的合成矢量，首先確定其所在的四面體的3個非零矢量，然后加上2個零矢量來合理安排開關矢量作用時間順序。本文選用雙零矢量開關組合調制方式，這種對稱排列方式使得THD最小，波形質量更好。以RP=23時各矢量開關占空比排列方式為例，此時RP對應的開關矢量為，開關的排列順序如圖4所示。

圖4 雙零矢量開關組合

3 前饋補償控制

三相四橋臂逆變電源中，將三相濾波電感看成電源內部阻抗，當帶不對稱負載較重時，造成濾波電感產生的壓降較大，使三相輸出電壓不對稱輸出。本研究將三相濾波電感上損失的電壓作為前饋補償，補償疊加給各相輸出電壓參考給定值，就可以得到給定要求的三相對稱輸出電壓［6］，如圖5所示。

4 系統仿真分析

根據以上分析，運用仿真軟件Matlab/Simulink對三相四橋臂逆變電源進行系統仿真［7-8］。基本仿真參數:輸入直流電壓400 V;濾波電容30 μF;濾波電感2 mH;額定輸出電壓220 V;輸出頻率50 Hz;開關頻率10 kHz;三相不對稱阻性負載1:Za=5 Ω，Zb=1 Ω，Zc=30 Ω;三相不對稱阻感負載 2:Za=5Ω +50mH，Zb=30 Ω，Zc=5Ω +2mH。分別對逆變系統2種不對稱負載進行仿真。仿真結果如圖6所示。

圖5 加前饋補償的3D-SVPWM控制原理

由仿真結果得到數據(表3)，表明帶不對稱負載條件下三相輸出相電壓加前饋補償控制依然能夠保持對稱輸出，例如不對稱負載1中不加前饋補償的三相輸出相電壓THD均高于3%，加前饋補償控制后三相THD分別為1.48%，1.56%，1.72%，三相輸出相電壓波形得到顯著的改善。

表3 仿真結果分析

圖6 不對稱負載三相輸出電壓仿真圖

5 結束語

三相四橋臂逆變電源減小了電源體積和質量，降低了整機成本，提高了直流母線側電壓利用率和整機效率。本文采用的3D-SVPWM與前饋補償控制基本實現了三相逆變電路的電壓解耦控制，使各相能實現獨立調節。逆變控制系統具有帶不對稱負載的良好控制性能。

［1］彭力，白丹.三相逆變器不平衡抑制研究［J］.中國電機工程學報，2004，24(5)：174-178.

［2］Richard Zhang，Dushan Boroyevich，V.Himamshu Prasad.Three-Phase Inverter with A Neutral Leg Space Vector Modulation，conference Record of IEEE［J］.APEC，1997，34：851-863.

［3］Jang-Hwan Kim，Seung-Ki Sul.A Carrier-based PWM Method for Three-phase Four-leg Voltage Source Converters［J］.IEEE Transaction on Power Electronics，2004，19(1)：66-75.

［4］曾允文.變頻調速SVPWM技術的原理、算法與應用［M］.北京：機械工業出版社，2010.

［5］吳睿.基于空間矢量控制的三相四橋臂逆變電源研究［D］.南京：南京航空航天大學，2006.

［6］李登瑩.靜止坐標系下四橋臂逆變器3-DSVM調制方法研究［D］.秦皇島：燕山大學，2006.

［7］張化光.MATLAB/SIMULINK實用教程［M］.北京：人民郵電出版社，2009.

［8］周又玲.MATLAB在電氣信息類專業中的應用［M］.北京：清華大學出版社，2011.