基于動態(tài)電阻參數(shù)調(diào)整的光伏發(fā)電系統(tǒng)最大功率點跟蹤方法研究

潘 雷，王東林，王貝貝，龔 威，蘇 剛

(1. 天津城市建設學院，天津 300384；2. 天津市建筑設計院，天津 300074)

隨著能源危機的日趨嚴重，光伏能量的利用研究倍受關注.光伏發(fā)電所涉及的技術問題也引起人們的重視，并不斷提出新的解決方案[1-2].

為了提高光伏能量的利用效率，相關學者提出了光伏發(fā)電系統(tǒng)的最大功率點跟蹤(maximum power point tracking，MPPT)控制策略，各種策略各具特色，主要可分為登山法、擾動觀測法和增量電導法等[3-4].各種方法的最終目的都是根據(jù)光伏系統(tǒng)的V-I和P-I特性曲線找到一個最適合的工作點，筆者將利用組件輸出特性在不同區(qū)域變化規(guī)律的不同，給出一種新的光伏發(fā)電控制系統(tǒng).

1 光伏組件動態(tài)電阻特性

光伏組件的V-I和P-I特性曲線如圖1所示，從圖中可以看出，在不同區(qū)域曲線的變化率是不同的，根據(jù)電壓和功率的變化情況可將其分為四段，即電流源區(qū)、功率區(qū)I、功率區(qū)II和電壓源區(qū).

在直流電路中，電路元件的兩端電壓和流過該元件電流的比值稱為該電路元件的電阻；而組件兩端電壓和輸出電流是時刻變化的，動態(tài)電壓與動態(tài)電流的比值稱為動態(tài)電阻，組件的動態(tài)電阻被定義為式(1)，且具有負電阻特性[5]，圖2-3給出了動態(tài)電阻在不同照度和溫度條件下的特性曲線.

圖1 組件V-I和 P-I 特性曲線

圖2 不同溫度條件下動態(tài)電阻曲線

圖3 不同照度條件下動態(tài)電阻曲線

組件的單二極管數(shù)學模型如式(2)[3-4]所示

式中：Ipv為組件輸出電流，A；Isat為組件等效二極管反相飽和電流，A；Rs為組件等效串聯(lián)電阻，Ω；Rp為組件等效并聯(lián)電阻，Ω；Igp為組件光生電流，A；Vpv為組件輸出電壓，V； VkT=Ak T /q ，A為組件等效二極管理想因子，k為波爾茲曼常數(shù)，1.38× 10-23J/K ，T為絕對溫度，K；q為電子電量，1.6× 10-19C.

通過式(2)對Ipv進行求導，得

式(4)給出了組件動態(tài)電阻的表達式，一般很難通過該式對動態(tài)電阻進行求解，而是通過實驗測試得到動態(tài)電阻的分布情況，如果了解了動態(tài)電阻隨溫度和光照變化的分布情況，就可對組件進行MPP跟蹤控制.圖 4給出了最大功率點處動態(tài)電阻的分布情況，其大小隨著溫度的增加而增加，隨著光照的增強而增加.另外，從圖1中虛線的斜率可以看出，動態(tài)電阻的絕對值在電壓源區(qū)最小，在電流源區(qū)最大，而理想的工作條件應該在功率區(qū)，這樣才可使太陽能最大限度的被利用.

圖4 不同溫度和不同照度曲線下最大功率點處動態(tài)電阻分布

2 DC-DC轉換電路

光伏發(fā)電系統(tǒng)由于受日照強度及環(huán)境溫度變化的影響，其最大功率點處所對應電壓是時變的.為了在負載變化較大時系統(tǒng)有較大的靈活性和較高的轉換效率，本系統(tǒng)的主電路選用 Cuk電路[6].圖 5為Cuk電路的拓撲結構，其原理為 Boost電路與 Buck電路的組合，一級電路實現(xiàn)了兩級調(diào)壓.

Cuk電路的工作模式有 CCM(連續(xù)導電模式)和DCM(不連續(xù)導電模式).運行于CCM時的輸入、輸出電壓關系為

式中：Ui和Uo分別為輸入、輸出電壓；β 為占空比.輸出電流波形如圖6所示，其中I為理想電流波形；iL為實際電流波形.這種控制方式的優(yōu)點為恒頻控制，工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關管電流有效值小、EMI濾波器體積小，能抑制開關噪聲，輸入電流波形失真小.

圖5 Cuk電路結構

DCM是L1或L2較小，或負載較大，或開關周期Ts較大時產(chǎn)生的，波形如圖7所示.根據(jù)伏秒值相等的原則可以求得電壓增益為

利用這種方法時的功率因數(shù)和輸入電壓Ui與輸出電壓Uo的比值有關，即當Ui變化時，功率因數(shù)值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨Ui/Uo值的加大而使THD變大；開關管的峰值電流大(在相同容量情況下，DCM中通過開關器件的峰值電流為CCM的2倍)，從而導致開關管損耗增加.因而，本系統(tǒng)采用Cuk電路的CCM工作模式，該工作模式的特性非常接近于一個匝數(shù)比可調(diào)的DC-DC變壓器.能量的儲存和傳遞同時在兩次開關動作期間和兩個回路中進行，變換器效率很高.

圖6 CCM工作模式下電流波形

圖7 DCM工作模式下電流波形

3 最大功率點跟蹤控制算法

神經(jīng)網(wǎng)絡控制方法在理論上已經(jīng)證明：對于一個3層的前饋網(wǎng)絡，只要選擇足夠多的隱藏節(jié)點，總可以任意逼近一個平滑的非線性函數(shù)[1].

因此，采用一個前饋網(wǎng)絡，通過仿真和試驗，就可使逼近的非線性函數(shù)達到所要求的精度，從而實現(xiàn)PV系統(tǒng)的建模、辨識和控制.神經(jīng)網(wǎng)絡包括3層結構：輸入層、隱藏層和輸出層.各層的結點數(shù)分別為4，6，1；神經(jīng)網(wǎng)絡有4個輸入信號分別為負載兩端電壓、負載電流、組件輸出電壓和組件輸出電流，其中各參數(shù)變化范圍均為[-110，0，110].神經(jīng)網(wǎng)絡的輸出是經(jīng)過計算后得到的最優(yōu)電壓，其結構如圖8所示.

圖8 神經(jīng)網(wǎng)絡結構

設其輸入樣本向量為：X＝(x1，x2，…，xn)，期望的輸出向量為：D＝(d1，d2，…，dn).

計算隱含層各神經(jīng)元的“凈輸入”為

式中：Wij為輸入層第i神經(jīng)元與隱含層第j神經(jīng)元間的連接權值；θj為隱含層第j神經(jīng)元的閾值；p為隱含層神經(jīng)元總數(shù).

用 S型函數(shù)計算隱含層各神經(jīng)元的輸出，計算式為

式中：yj為隱含層第j神經(jīng)元的輸出.

輸出層各神經(jīng)元的“凈輸入”為

式中：Wjt為隱含層第j神經(jīng)元與輸出層第t神經(jīng)元之間的連接權值；θt為輸出層第t神經(jīng)元的閥值；q為輸出層神經(jīng)元總數(shù).

輸出層各神經(jīng)元的實際輸出

式中：yt為輸出層第t神經(jīng)元的實際輸出.

圖9 PI控制結構

4 實驗結果

基于表1所示各參數(shù)，構建了基于dsPIC6010A為MCU的實驗平臺，系統(tǒng)控制結構如圖10所示，系統(tǒng)電路參數(shù)如表1所示.

表1 系統(tǒng)參數(shù)

將本文所提出的動態(tài)電阻法與傳統(tǒng)爬山法進行了對比分析，如圖11和表2所示.

表2 在不同照度下的最大輸出功率

從圖11和表2可以明顯看出動態(tài)電阻法的有效性，尤其是在光照強度較低時的輸出特性明顯優(yōu)于傳統(tǒng)爬山法.

圖11 實驗曲線

5 結 論

筆者詳細分析了光伏組件的工作特性，給出了光伏組件單二極管模型中動態(tài)電阻的表示形式，并將光伏組件分成四個工作區(qū)，即電流源區(qū)、功率區(qū)I、功率區(qū)II和電壓源區(qū)，分析了各區(qū)中動態(tài)電阻的分布情況，進而為實現(xiàn)其最大功率點跟蹤控制提供了有效方法.

針對光伏組件輸出電壓變化范圍較大的特點，設計了基于 Cuk電路的光伏最大功率點跟蹤系統(tǒng)，利用神經(jīng)網(wǎng)絡方法實現(xiàn)了系統(tǒng)的良好控制.

仿真和實驗結果證明了該控制系統(tǒng)的正確性、可行性和可應用性.

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