大功率模塊電源的分析和設計

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（1.鹽城工學院 電氣工程學院，江蘇 鹽城 224051；2.南京航空航天大學 自動化學院，江蘇 南京 210016）

高功率密度、高可靠性是模塊電源的發展方向，標準化、薄型化是模塊電源的國際趨勢［1－4］。模塊電源工作時，功率器件高速開關工作。器件關斷時，回路寄生電感儲存的能量釋放出來，會產生差模干擾。高du／dt節點通過其對地的寄生電容，在地回路中產生共模干擾。為了研究模塊的電磁干擾特性，有必要進行寄生參數模型的建立［5－6］。

高溫是造成模塊電源失效最重要的因素之一。需要在產品的預研和開發階段，對熱設計方案進行全面的可行性分析和優化設計，從而加快熱設計的速度并提高設計質量［7－10］。本文將建立模塊電源的寄生參數模型，運用Flotherm軟件進行三維熱仿真分析。

1 封裝結構

電路拓撲采用移相控制零電壓開關PWM全橋變換器，變換器工作原理詳細分析見文獻［11－12］。封裝結構采用了三維疊層封裝結構：1）底層為具有高導熱率的鋁基板，其上面焊接開關管、整流二極管等功率器件，布置變壓器、濾波電感和濾波電容等無源器件；2）中間層為FR－4基板（PCB1），上面有主電路的連接線路及電壓、電流檢測電路等；3）頂層為FR－4基板（PCB2），上面布置控制、保護電路和輔助電源等。通過銅柱實現底層基板上的布線、器件和PCB1之間的電氣連接，PCB1和PCB2則通過接插件連接。器件采用表面組裝器件，變壓器和電感采用平面磁芯。圖1為模塊電源鋁基板上元器件布局俯視圖。

圖1 鋁基板上元器件布局Fig.1 Layout on the Al－based substrate

2 寄生參數模型建立

2.1 寄生電感

圖2為考慮寄生電感的電路模型。圖2中，Q1～Q4是4只開關管，LS1，LS2是尖峰抑制器，DR1和DR2是輸出整流管，Lf是濾波電感，Cf是濾波電容，RLd是負載。●表示連接底層和中間層的銅導電柱，L1～L7為線路寄生電感，L8～L11分別為Q1～Q4的源極和電路板互連產生的寄生電感，L12～L15為變壓器引出端連接相關的寄生電感，Lcp1，Lcp2，Lcp3，Lcp4為銅柱的寄生電感，C1和C2是直流母線濾波電容。回路①，②，③為高di／dt回路。

圖2 考慮寄生電感的電路模型Fig.2 Circuit model with parasitic inductances

2.2 寄生電容

圖2中，A，B，E為高du／dt節點。節點A，B，E包圍的覆銅層對鋁板層的寄生電容分別為CA，CB，CE，給共模EMI提供了傳導路徑。測得寄生電容CA＝274.1pF，CB＝152pF，CE＝478.7pF。鋁基板的絕緣層薄，產生了較大的寄生電容。

2.3 線路布局優化設計

為改善模塊的EMC性能，線路布局設計應為：1）盡可能減小圖1中回路①，②，③的寄生電感；2）合理設置電源母線濾波電容；3）節點A，B，E包圍的覆銅層面積應盡可能減小。

3 熱設計

模塊電源中的損耗主要存在于開關管、整流二極管和磁性元件。為了減少元器件的損耗，可以通過合理選取電路拓撲和器件、優化設計磁性元件等來實現。在設計模塊電源時，在保證電功能的前提下，應選用低功耗器件，減小其損耗。本模塊電源的主功率器件選用了低導通電阻的CoolMOS，整流二極管選用了肖特基二極管。在電路拓撲和元器件已確定的情況下，模塊電源又要求自然冷卻，那么選用合適的散熱材料，提供有效的熱傳送路徑，減小發熱器件熱傳送路徑上的熱阻非常關鍵。采用Flotherm軟件對模塊電源進行熱分析，給出模塊電源溫度的穩態分布情況。

3.1 損耗分析

由于開關管的開關過程較短，這里將其忽略，將原邊電流波形簡化為圖3所示的損耗分析用電流波形。D2，D3為Q2，Q3的寄生二極管。［t2，t6］的持續時間為Dp×Ts／2，Dp為原邊占空比，［t0，t2］的持續時間為（1－Dp）×Ts／2，［t2，t5］的持續時間為副邊占空比丟失時間Dloss×Ts／2。

圖3 損耗分析用變壓器的原邊電流圖Fig.3 Waveform of primary current of transformer for loss analysis

根據變換器的輸入輸出條件及變壓器漏感等參數，可計算出電流I1，I2，I3以及占空比DP，Dloss。

3.1.1 開關管損耗

開關管的總損耗包括通態損耗和開關損耗。

3.1.1.1 導通損耗

MOSFET的導通損耗

式中：RDS（on）為 MOSFET 的導通電阻。

二極管的導通損耗為

式中：Iavg，Vfp分別為二極管平均電流和正向導通壓降。

在［t0，t6］半個周期內，計算滯后管導通損耗PQ4－cond，PQ2－cond、滯后管的體二極管導通損耗PD2－on和超前管的體二極管導通損耗PD3－on。

超前管導通損耗

在一個周期內，單只超前管的通態損耗為

單只滯后管的通態損耗為

3.1.1.2 開關損耗

開關管實現了零電壓開通，開通損耗為零。因此，開關損耗只計算關斷損耗。由于是自然關斷，開關管的體二極管的反向恢復損耗為零。

3.1.1.3 總損耗

1）單只超前管總損耗：

式中：PQ3－off為超前管的關斷損耗。

2）單只滯后管總損耗：

式中：PQ2－off為滯后管的關斷損耗。

3.1.2 整流二極管損耗

整流二極管的損耗包括通態損耗和反向恢復損耗。整流二極管采用肖特基二極管，通態損耗為

反向恢復損耗為

由于使用了尖峰抑制器，整流二極管幾乎沒有尖峰電壓，承受的最大反向電壓為URM＝2Vin／K，IRM為最大反向漏電流。單只整流二極管的總損耗為

3.1.3 磁性元件損耗

變壓器、濾波電感等磁性元件是影響模塊電源體積、重量和外形的主要因素。文獻［13］分析和優化設計變壓器和電感，給出了變壓器和電感損耗的計算過程和結果。

3.1.4 損耗分布

模塊電源輸入直流電壓Vin＝270V，輸出28V／36A時，主要損耗分布如圖4所示。

圖4 模塊電源的主要損耗分布Fig.4 Main loss distribution of the power module

3.2 熱分析

3.2.1 三維熱分析模型

模塊電源樣機工作時，將其安裝在一塊散熱器上，鋁基板的背面和散熱器之間涂抹導熱硅脂。采用Flotherm進行熱分析。重要參數的設定包括數學分析模式和流體流動屬性的設定、系統環境（初始條件及邊界條件等）、模型參數的設定、網格疏密的控制。

由于本模塊是在自然冷卻條件下工作，其設定的熱源模式是傳導元件，并考慮輻射熱傳輸。Flotherm軟件可以顯示出整個系統的等溫面。

3.2.1.1 開關管、整流二極管的熱模型

開關管、整流二極管的熱模型相似。圖5為MOSFET的結構圖。MOSFET的第一熱傳輸路徑為：開關管芯片的有源區產生的熱量，以傳導的方式，經過硅片、焊料再傳輸到底層銅基板。第二熱傳輸路徑為：芯片產生的熱量以傳導的方式通過密封材料，然后通過對流或輻射向大氣散發。圖6為MOSFET的等效熱阻模型。

圖5 MOSFET的結構圖Fig.5 Structure of the MOSFET modele

圖6 MOSFET的等效熱阻模型Fig.6 Equivalent thermal resistance model of the MOSFET

3.2.1.2 磁性元件的熱傳輸路徑

在鋁基板上布置變壓器、電感等磁性元件。在變壓器和鋁基板之間以及變壓器磁芯和繞組的底部涂抹導熱硅脂。變壓器的熱量主要通過傳導方式，首先傳向鋁基板和散熱器，然后在自然風冷或強迫風冷下，通過對流方式散去［14］。因為空氣的導熱率比絕緣材料和導體材料的導熱率小很多，可以將磁芯和繞組的熱傳輸特性分開分析。圖7為變壓器的熱傳輸路徑。

圖7 變壓器的熱傳輸路徑Fig.7 Heat transfer path of the transformer

3.2.2 熱分析結果

模塊電源樣機工作時，將其安裝在一塊散熱器上，鋁基板的背面和散熱器之間涂抹導熱硅脂。采用Flotherm進行熱分析，仿真條件如下：1）大氣（環境）溫度為35℃；2）模塊在自然冷卻條件下工作，考慮輻射熱傳輸；3）沒有焊接空洞。模塊電源輸出28 V／36A時，從溫度界面截圖可知，模塊電源的熱點出現在變壓器和整流二極管上。最高溫度點在變壓器的繞組中，為118.46℃。整流二極管的結溫為101.26℃，低于最高允許結溫175℃。

4 實驗結果及結論

圖8為28V／36A模塊電源輸出滿載的波形，波形分別是變壓器原邊電壓VAB、原邊電流ip和變壓器副邊整流二極管電壓VDR1。模塊電源穩定工作時，采用FLUKE紅外測溫儀F65測量溫度。變壓器表面最高溫度和環境溫差為58℃，與之對應的仿真溫差為52℃。模塊電源可安全工作。

圖8 實驗波形Fig.8 Experimental waveforms

高功率密度、高可靠性是模塊電源的發展方向，可使模塊電源小型化和輕量化。提高模塊電源的功率密度會產生嚴重的電磁干擾和熱設計問題，從而影響模塊的可靠性。在實驗室完成28V／36A輸出模塊電源樣機，模塊電源采用移相控制ZVS PWM全橋變換器拓撲和三維疊層封裝結構。分析了模塊電源的差模干擾、共模干擾路徑，建立寄生參數模型，提出改善模塊電源電磁兼容性能的措施。分析了模塊電源中開關管、整流二極管和磁性元件的損耗，運用Flotherm軟件進行三維熱分析，得到模塊電源的穩態傳熱結果，模塊電源最高溫度測試結果與分析結果吻合較好。

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