大功率雙向DC/DC 儲能變換器寄生參數振蕩及抑制方法*

王 偉，劉寶泉，馮浪浪，陳鵬宇

(陜西科技大學電氣與控制工程學院，陜西 西安 710021)

直流微電網是未來智能電網的重要組成部分[1]。在直流微電網中，光伏與儲能單元是其核心裝備[2]。雙向Buck/Boost 變換器作為常用的蓄電池能量管理拓撲，對直流微電網母線穩定和光率平衡控制至關重要[3]。在大功率場景下，雙向Buck/Boost 變換器的寄生參數的作用會更加凸顯，尤其是在MOSFET 的開關過程中，會引起高頻電壓振蕩和沖擊尖峰，嚴重影響變換器的安全運行。

針對分布參數對變換器開關暫態性能的影響問題，文獻[4]采用開關過程時間分段的方法，較詳細地分析了各寄生參數在MOSFET 不同工作區對開關性能的影響；文獻[5]考慮各主要寄生參數，對工作在連續模式下的Buck 變換器進行模態分析，建立小信號電路模型并進行了深入分析。文獻[6]簡要分析了尖峰沖擊的原因，提出了幾種抑制Buck 電路中同步整流管漏極尖峰的方法，如改善PCB 走線和選擇寄生參數較小的MOSFET 等。文獻[7]提出一種RC 緩沖吸收電路的設計方法，基于包含寄生參數的電路模型，通過不同吸收電路的參數曲線來選取最優數值。文獻[8]分析了驅動電路、功率回路和共源處的總寄生電感對電壓沖擊尖峰的影響，但是理論依據不足，且其受到測試條件等因素的限制。文獻[4-8]雖考慮到寄生參數對變換器的影響，但其建立的模型不夠精確，不能清楚地分析電壓尖峰產生的機理及演變過程。文獻[9]分析了Boost 電路開關瞬間電壓尖峰產生的機理，研究了開關瞬態過程，建立MOSFET 和肖特基二極管的模型，提出了減緩開關速度和降低輸出端寄生電感的抑制方法，但是其建立的模型階次過高，難以有效利用，沒有清楚地分析主要參數諧振產生電壓振蕩和沖擊尖峰的機理。

本文針對上述問題，分析雙向Buck/Boost 變換器各寄生參數分布特征，建立上下橋臂MOSFET 開通和關斷過程的等效電路模型；重點對MOSFET 關斷后二極管反向恢復激勵產生的振蕩尖峰進行剖析，闡明振蕩產生的機理和演變過程。進一步對RC吸收網絡的配置位置和抑制效果進行分析，明確了RC 吸收網絡的配置并進行了仿真和實驗驗證。結果證明了本文寄生參數建模和RC 吸收網絡配置的準確性和有效性。

1 Buck/Boost 寄生參數模型及振蕩分析

1.1 Buck/Boost 變換器網絡模型與震蕩產生

包含寄生參數的雙向Buck/Boost 變換器拓撲如圖1 所示，主電路中S1和S2為上下橋臂MOSFET，L為濾波電感，Co為輸出電容，RL為負載；VGS1和VGS2分別為上下橋臂驅動信號，Vin為直流輸入電壓[10]，VO為輸出電壓。變換器中的寄生參數主要來自于線路電感、功率MOSFET 管腳寄生電感與電容[11]。圖中LL1、LL2和R1、R2分別為上下橋臂MOSFET 外接線纜或銅排寄生電感與電阻(含功率器件本身的通態電阻)，LS1和LS2為上下橋臂MOSFET 源極和漏極內部引線及管腳寄生電感[12]。RG1和RG2為驅動電阻，CGS1和CGS2柵-源極電容、CDS1和CDS2為漏-源極電容、CGD1和CGD2為柵-漏極電容。CDS和CGD大小與漏-源極電壓VDS有關，可通過查閱器件datasheet 手冊中寄生電容特性曲線獲得。

圖1 Buck/Boost 變換器寄生參數網絡模型

雙向Buck/Boost 變換器的基本工作波形如圖2所示。假設在[t0-t1]階段，上橋臂開關S1處于導通狀態，電感電流iL線性增大，電感儲能；在t1時刻，上橋臂S1關斷，由于寄生參數的影響，在[t1-t2]的死區時間內會在上下橋臂MOSFET 的漏源及柵源端產生電壓振蕩[13]。在t2時刻振蕩結束，此時下橋臂S2完全導通并與電感L構成續流回路，電感電流線性減小，直至t4時刻電流降為最小。t4時刻下橋臂S2關斷，在[t4-t5]時間內，上下橋臂MOSFET 的漏源及柵源端產生電壓振蕩，直至t5時刻振蕩結束，此時上橋臂S1完全導通[14]，一個完整開關周期結束。

圖2 Buck/Boost 變換器主要波形

根據圖1 所示Buck/Boost 變換器主電路參數及寄生參數分布特征，分別建立上下橋臂換流過程的等效模型，分析上橋臂S1關斷、下橋臂S2導通以及上橋臂S1導通、下橋臂S2關斷暫態過程的振蕩現象，對該過程電壓振蕩產生機理及演化過程進行剖析。

1.2 S1 關斷-S2 開通過程振蕩分析

本文以MOSFET 漏源電壓振蕩為分析目標，除各部分寄生電感與電阻外，將上下橋臂MOSFET 的各分布電容整體等效為C1和C2[15]。當Buck/Boost變換器上橋臂S1關斷時，根據圖1 寄生參數網絡模型，此時變換器拓撲可進一步等效為圖3 所示。

圖3 S1 關斷-S2 開通過程等效模型

進一步分析S1關斷S2開通時該電路的初始狀態[16]。S1關斷前處于導通狀態，漏源電壓為零，C1的初始電壓為零。在橋臂間換流的過程中，認為變換器輸出電壓穩定為D×Vin，其中D為占空比。此時流過LL1和LS1的電流為，其中RL為輸出負載電阻。開關管S2開通前處于關斷狀態，C2兩端的初始電壓為Vin，LL1和LS1的初始電流為零。

考慮圖3 中各元件的初始狀態并進行復頻域分析，得到圖4 所示等效電路模型。其中LL1、LS1和LL2、LS2分別為串聯關系，分別求和得到L1和L2。由于輸出電感L足夠大，在換流瞬間認為其電流為IL保持不變，等效為電流源；輸入電壓Vin和輸出電壓Vo保持穩定，等效電壓源Vin(s)和Vo(s)。L1附加電壓源為L1×iL(0-)，C2附加電流源為C2×u(0-)。

圖4 S1 關斷-S2 開通過程復頻域分析模型

在S1關斷S2開通時刻，上橋臂S1漏源電壓實測點為a和b，即包含該支路中的分布電感、電阻與電容。根據疊加定理，該電壓vab與各電壓源與電流源的關系式為(1)，其中H1、H2、H3和H4分別由式(2)～式(5)表示:

本文選擇的MOSFET 型號為IXFN170N65X2，根據其datasheet 所提供的寄生參數數值，可近似得出寄生電容C1＝C2＝0.8 nF；考慮外部導線的寄生電感L1＝630 nH，L2＝430 nH；寄生電阻(含功率器件本身的通態電阻以及電源內阻)近似為R1＝0.05 Ω，R2＝0.03 Ω。將參數代入式(2)～式(5)傳遞函數，可得出如圖5 所示Bode 曲線。

圖5 S1 關斷-S2 開通過程各影響分量Bode 圖

可以看出，S1關斷S2開通過程中，H3和H4的幅頻特性曲線在高頻段存在向下的諧振峰，說明分布電感和分布電容的初始狀態對漏源電壓振蕩的貢獻較小。H1和H2的幅頻特性曲線在高頻段存在諧振峰，對應的輸入電壓Vin和電感電流IL將激勵產生較高的尖峰振蕩，易導致MOSFET 漏源極之間產生電壓過沖，危及變換器運行安全。

1.3 S2 關斷-S1 開通過程振蕩分析

Buck/Boost 變換器上下橋臂開關管遵循“先斷后通”的原則，當S2關斷后其體二極管提供續流回路。如圖6 所示，認為切換過程中濾波電感L中電流保持不變，經LL2和LS2和體二極管D2續流，S2寄生電容兩端電壓保持為零。此時，上管S1尚未開通，LL2和LS2電流為零，S1寄生電容C1端電壓為輸入電壓Vin。

圖6 S2 關斷-S1 尚未開通過程等效電路

當S1導通后，寄生電容C1電荷被釋放，會產生一定的擾動，隨后S1支路中LL1和LS1的電流逐漸增大，S2支路電流逐漸減小，兩支路電流總和保持IL不變。S2支路為二極管導通續流，二極管關斷需要將其PN 結內所存儲的電荷抽取完畢，并由外電場建立足夠寬的耗盡層。因此，在外電壓的作用下，S2支路電流減小到零后會反向流通，直至二極管完全關斷，支路電流變為零。

二極管的反向恢復過程如圖7 所示，二極管被施加反向電壓后，電流下降過零并反向增大，隨著電荷被抽取，二極管進入阻斷過程，并在耗盡層增大的過程中迅速關斷。t1～t3區間面積為所抽取的總電荷量。二極管端電壓為圖7 中VF曲線，耗盡層擴大、電流急速減小的過程中，由于寄生電感的存在，會產生較大的反向電壓尖峰。電壓尖峰的大小由寄生電感大小和電荷抽取速率決定。

圖7 二極管反向恢復過程波形圖

本文將二極管反向恢復過程進行簡化，認為S2二極管在流過反向電流的峰值時刻瞬間關斷。此時等效電路如圖8 所示，由于S1已經處于導通狀態，其寄生電容C1的端電壓保持為零。二極管D2關斷后，寄生電容C2串入回路。

圖8 S2 關斷-S1 開通后暫態過程等效電路

進一步分析此時電路的初始狀態。S1支路電流與S2支路電流之和為IL，而在二極管關斷時刻S2支路電流難以求得解析解，本文假設S2支路初始電流為輸出0.5IL進行定性分析，而此時S1支路電流則為1.5IL。對于S2寄生電容C2，在二極管關斷瞬間，認為其反向電壓較小，因而假設C2初始端電壓為零。

考慮圖8 中各元件的初始狀態并進行復頻域分析，得到圖9 所示等效電路模型。由于輸出電感L足夠大，在換流瞬間認為其電流為IL保持不變，等效為電流源；輸入電壓Vin和輸出電壓Vo保持穩定，等效電壓源Vin(s)和Vo(s)，L2附加電壓源為0.5L2×IL(0-)。

圖9 下橋臂關斷-上橋臂開通等效模型

在S2關斷S1開通后，下橋臂S2漏源電壓實測點為b和c，即包含該支路中的分布電感、電阻與電容。根據疊加定理，該電壓Vbc與各電壓源與電流源的關系式為(6)，其中H＇1、H＇2和H＇3表示表達式為式(7)～式(9):

式中:X4＝C1C2R1+C1C2R2，Y4＝C1C2L1+C1C2L2，W4＝C1+C2。

將Buck/Boost 電路各寄生參數代入式(6)～式(9)得出Bode 曲線，如圖10 所示，根據幅頻曲線可看出S2關斷S1開通過程中，H＇1、H＇2和H＇3的幅頻特性曲線在高頻段存在諧振峰，因而輸入電壓Vin和電感電流IL以及S2支路初始電流將激勵產生較高的尖峰振蕩。尤其是H＇3諧振峰非常高，且二極管的反向恢復電流大，二者雙重作用下，導致MOSFET漏源電壓產生極高的尖峰振蕩，是該換流過程尖峰振蕩的主要組成部分。

圖10 下橋臂關斷-上橋臂開通過程幅頻曲線

根據上述分析，Buck/Boost 變換器在橋臂換流過程中會在MOSFET 漏源之間產生的尖峰振蕩。在S1關斷S2開通過程中，主要的激勵源是輸入電壓Vin和輸出電流IL；而在S2關斷S1開通過程中，除了輸入電壓Vin和輸出電流IL外，S2支路電流將激勵產生極高的尖峰振蕩，需要加入吸收網絡對其進行抑制。

2 RC 吸收網絡配置

為抑制橋臂換流過程中寄生參數引起的電壓尖峰振蕩，本文在Buck/Boost 電路中加入RC 吸收網絡進行抑制。各RC 吸收網絡的配置位置如圖11所示，其中RS、RS1和RS2分別為直流母線、上橋臂S1和下橋臂S2的吸收電阻，CS、CS1和CS2分別為直流母線、上橋臂S1和下橋臂S2的吸收電容。

圖11 RC 吸收網絡的配置位置

根據前面所得結論，H1和H＇1的Bode 圖存在諧振峰，會對Vin中的特定分量進行放大而產生尖峰振蕩。振蕩的物理機理是:由于導線寄生電感大、存儲能量多，在換流過程中會將能量注入到MOSFET 寄生電容而引發諧振現象。為了對該網絡進行阻尼處理，在直流母線近MOSFET 側加入RC 吸收網絡。該吸收網絡可將導線寄生參數網絡(電感LL1、LL2和電阻R1、R2)與開關寄生參數網絡(電感LS1、LS2和電容C1、C2)進行分隔。原來流過導線寄生電感的電流流入RC 吸收網絡，將線路電感上儲存的能量轉移到吸收電容和電阻上，避免將能量向開關器件釋放。該RC 網絡可有效增加阻尼，降低諧振峰值，抑制由Vin激發的尖峰振蕩。

對于二極管反向恢復激發的尖峰振蕩，除了降低S1的關斷速度外，可選手段是為各MOSFET 的漏源極之間配置RC 吸收網絡。RC 吸收網絡的主要作用是為灌入的能量提供分擔支路。由于該RC 網絡在MOSFET 的漏源之間，其會影響開關管的開關時間，Buck/Boost 的開關頻率受到限制。此外，在MOSFET 每個開關周期，所配置的RC 網絡均進行一次充放電，吸收電阻損耗較大，不利于系統效率提升，同時增大了散熱壓力。

3 仿真與實驗

3.1 仿真分析

為了驗證本文對Buck/Boost 變換器寄生參數振蕩的分析結果，在Saber 環境下搭建仿真模型進行驗證。開關管采用IXYS 公司的XFN15065X2，變換器各參數設置如表1 所示。設置仿真時間為1 ms，仿真步長為1 μs，驅動為兩路互補的PWM 驅動信號。

表1 Buck/Boost 變換器分布參數

加入吸收網絡前，仿真波形如圖12(a)所示，其中Vgs_L和Vgs_H分別為S2和S1的驅動信號，Vds_L和Vds_H分別為S2和S1的漏源電壓，iL是濾波電感電流。可以看出，在橋臂換流過程中，S2和S1的漏-源電壓波形Vds振蕩劇烈，Vds_H的振蕩主要是由于線路中的寄生電感和MOSFET 寄生電感與寄生電容產生諧振；Vds_L的振蕩幅值偏高是因為額外疊加了體二極管的反向恢復造成的振蕩成分。

圖12 Buck/Boost 變換器仿真波形圖

圖12(b)是直流母線、S2和S1同時配置RC 吸收網絡的波形，可以明顯看出S2和S1的漏-源電壓波形Vds的電壓尖峰被抑制；與圖12(a)波形對比可證明寄生參數模型的準確性和抑制網絡的有效性。

3.2 實驗驗證

為了進一步驗證理論分析的正確性和RC 吸收網絡的有效性，搭建了一臺功率為800 W 的Buck/Boost 變換器實驗平臺。圖13 所示為14 錯相雙向Buck/Boost 變換器試驗臺，取其中一相進行實驗驗證。開關管為兩個相同的IXFN170N65X2，驅動電壓UGG為15 V，VEE為-9 V，占空比為15%，其余參數設置如表1 所示，驅動隔離芯片型號采用6N137。

圖13 實驗樣機實物圖

變換器輸入電壓為90 V，輸出電壓為23 V，輸出電流為35 A。加入吸收網絡之前的實驗波形如圖14 所示，其中Vds_L和Vds_H分別為S2和S1的漏-源電壓波形。可以看出，橋臂換流的過程中，開關管漏源電壓產生尖峰振蕩。細節圖顯示，在S1關斷S2開通過程中，尖峰電壓超出基準值278 V，而在在S2關斷S1開通過程中，由于S2體二極管的反向恢復作用，沖擊尖峰達到434 V，振蕩頻率為7 MHz 左右，與仿真結果相一致。

圖14 未加入RC 吸收網絡實驗波形

圖15(a)所示為直流母線上配置RC 吸收網絡的波形圖，可以明顯看出下橋臂S2和上橋臂S1的漏-源電壓振蕩部分得到良好抑制，但是沖擊尖峰依然較高。圖15(b)所示為直流母線、S2和S1均配置RC 吸收網絡波形，相較于加入吸收網絡之前的實驗波形，即圖14 所示為未配置RC 吸收網絡時的情況，可明顯看出對尖峰沖擊抑制效果顯著，與仿真測試結果基本一致，驗證了本文提出RC 吸收網絡對高頻電壓振蕩和尖峰沖擊抑制的有效性。

圖15 Buck/Boost 變換器實驗波形

4 結論

本文針對直流儲能Buck/Boost 變換器寄生參數導致高頻電壓尖峰振蕩問題，根據線路分布特征，建立橋臂換流過程的寄生參數網絡模型，通過確定初始條件和復頻域分析，確定輸入電壓和導線電感是引起振蕩重要激勵源和網絡元件。重點明確了下橋臂MOSFET 體二極管反向恢復是造成最高振蕩尖峰的激勵源。在此基礎上對RC 吸收網絡的配置方法和位置進行了說明。最后通過仿真和實驗驗證證明了理論分析模型建立的準確性和抑制高頻電壓振蕩的有效性，對器件裝置的安全運行有著重要意義。